JPS62155739A

JPS62155739A - 電源回路

Info

Publication number: JPS62155739A
Application number: JP61287894A
Authority: JP
Inventors: ジョージ・デビッド・グッドマン
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1985-12-18
Filing date: 1986-12-04
Publication date: 1987-07-10
Also published as: EP0226191A3; EP0226191A2; IL80894A0; US4677367A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】この発明は全般的に電源、更に特定すれば、昇圧形電圧
調整器（ｂｏｏｓｔ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｔｙｐｅ　
ｖｏｌｔａｇｅｒｅｇｕｌａｔｏｒ）及び高インピーダ
ンス源で構成された電源に関する。

発明の背景昇圧形電圧調整器は周知である。こういう調整器は、入
力電圧より高いか又はそれに等しい出力電圧を発生し、
１形式では、人力フィルタ・コンデンサと、分路スイッ
チと、該スイッチ及び調整器の入力の間に直列に接続さ
れた誘導子の様なエネルギ貯蔵素子と、出力コンデンサ
と、調整器の所望の出力電圧が達成される様にスイッチ
を作動する制御手段とで構成される。典型的には、スイ
ッチが高い速度で作動され、各々の閉路動作が誘導子に
エネルギを貯蔵する様に作用し、各々の開路動作が貯蔵
されたエネルギを調整器の出力に接続された負荷に転送
する様に作用する。昇圧形調整器は、源の電圧が成る範
囲の源電流にわたって略一定にとマまる様な低インピー
ダンス電圧源に用いられるのか普通である。周知の様に
、こういう用途では、スイッチのデユーティ拳サイクル
、即ち各々の開閉サイクルの内、スイッチが閉じている
時間部分を、調整器の出力電圧の所望の変化に直接的に
関係して変更する。即ち、例えば別の負荷需要の為或い
は原電圧の低下の為に、調整器の出力電圧が望ましくな
い程低いことに応答して、出力′電圧を高める為に、最
初にデューティ・サイクルを増加する。これに対応して
、調整器の過大な電圧に対する応答として、デューティ
・サイクルを減少し、これは出力電圧を下げる様に作用
する。

分路形調整器も従来周知であり、これは前に述べた昇圧
形調整器とは多くの点で異なる。この調整器は分路スイ
ッチと、出力フィルタ部分と、調整器の所望の出力電圧
を達成するのに有効な形でスイッチを作動する制御手段
とを有する。スイッチが昇圧形調整器と同じ周波数範囲
で作動される。

然し、スイッチの各々の閉路動作が実効的に源を短絡す
る。この為、この調整器は、広い範囲の原電圧にわたっ
て電流が僅かしか変化しない様な高インピーダンス源に
だけ用いるのが普通である。

この様な高インピーダンス源に用いた時、分路スイッチ
のデューティ・サイクルは、スイッチが開いている間、
調整器の所望の出力電圧を維持するのに必要なだけの源
電流を負荷に通す様に調節される。残りの電流は、スイ
ッチが閉路している間、時間平均で分路する。この為、
デューティ・サイクルを増加することは、負荷に通され
る電流が少なくなるから、調整器の出力電圧を下げる効
果がある。この結果、分路形１凋整器は逆の制御法則に
従って作動される。即ち、出力電圧を高くするには、デ
ューティ・サイクルを減少して、より多くの電流を負荷
に通す。これに対応して、調整器の出力電圧を下げるに
は、デューティ・サイクルを増加する。

分路形調整器を使う場合の主な欠点は、その動作によっ
て発生する電磁障害（ＥＭＩ）である。

分路開閉器を閉路する度に、実効的に源が短絡されるか
ら、調整器の入力電圧は矩形波の形をしている。この矩
形波電圧がかなりのＥＭＩを発生する。これに対応して
、源から流れる電流に存在するリップルも、ＥＭＩの悪
影響に寄与するが、電流変動の大きさが源の高いインピ
ーダンスによって制限されている為に、その程度は一層
小さい。

高インピーダンスの源が多数の巻線を持つ交流機である
場合、発生された矩形波電圧が交流機内部の変圧器作用
により、この交流機から給電される他の負荷に結合され
ることがある。

昇圧形調整器に較べた分路形調整器の別の欠点は、分路
形はスイッチか閉路する為に通す電流の大きさが一層大
きいことである。その結果、分路形調整器では、それに
対応して抵抗損失か一層大きくなることがある。

周知の直列及び分路散逸形線形電圧調整器は、その動作
の性格からして、何等ＥＭＩを発生しない。こういう調
整器は高インピーダンス及び低インピーダンスの両方の
源に用いることが出来る。

然し線形散逸形調整器は、調整された出力電圧を発生す
る為に有効電力を散逸し、従って動作効率がよくない。

昇圧形調整器は、その動作の性格の為、その入力に矩形
波電圧を発生しないし、それに対応してＥＭＩを発生し
ない。然し、こういう調整器は、これまで知られている
限り、高インピーダンスの源並びにそれに対応する広い
範囲の開路電圧に用いられたことがない。上に述べた様
に動作する時、昇圧形調整器の分路スイッチのデューテ
ィ・サイクルは、調整器の出力電圧を高める為に増加す
る。

然し、デューティ・サイクルを増加することが、源の高
いインピーダンスの為に、実効的に源の電圧を下げ、こ
うして負荷に伝達される電力が一層少なくなり、調整器
の出力電圧が減少する。調整器の出力電圧を高めるには
、より少ない電力ではなく、より多くの電力を必要とす
るのであるから、これは所望の結果と逆である。この為
、負帰還の状況になり、デューティ・サイクルを増加す
ると、調整器の出力電圧が低下し、それに対する制御応
答により、スイッチのデューティ・サイクルが更に増加
する。

発明の目的従って、この発明の目的は、高インピーダンス源と共に
昇圧形調整器を用いた改良された電源を提供することで
ある。

この発明の別の目的は、電磁障害の発生を最小限に抑え
た、高インピーダンス源に用いる改良された調整電源を
提供することである。

この発明の別の目的は、効率よく動作する調整電源を提
供することである。

この発明の別の目的は、その巻線に望ましくないＥＭＩ
を発生せずに、交流機をその源として使うことが出来る
調整電源を提供することである。

この発明の別の目的は、上に述べた性格であって、動作
の効率及び信頼性が高い調整電源を提供することである
。

この発明の別のに目的は、高インピーダンス源に使うの
に適した調整電源として、広い開路電圧の範囲によって
特徴づけられた調整電源を提供することである。

上記並びにその他の目的が、高インピーダンス源と昇圧
形調整器とで構成されたこの発明の直流電源によって達
成される。調整器が、調整器の入力及び出力端子の間に
直列に接続されたエネルギ貯蔵誘導子と、誘導子の出力
側の端及び回路の基準電圧の点の間に接続された分路ス
イッチング手段とを含む。別々の容量性フィルタが、調
整器の入力及び出力端子と共通の基準電圧の点との間に
夫々接続される。制御回路が、出力端子の電圧と所望の
調整電圧の間の差の関数として決定されるデューティ・
サイクルで、開閉する様にスイッチング手段を条件づけ
る。所望の電圧より高くなる又は低くなる出力端子の電
圧を補正する様に、デューティ・サイクルを夫々増加又
は減少する。

発明の説明第１図について説明すると、電源２ｏが高インピーダン
ス直流源２２を持ち、これが電圧調整器回路２８の入力
端子２４．２６に接続されており、調整器回路は出力端
子３０．３２を持っている。

母線３３が端子２６．３２を共通に回路の共通の基準電
圧の点３４に接続する。フィルタ３６が入力端子の間に
接続され、エネルギ貯蔵誘導性手段３８が入力端子２４
と出力端子３０の間に一方向導電装置４０と直列に接続
される。分路スイッチ４２が誘導性手段３８と一方向導
電装置４０の接続点と母線３３との間に接続される。第
２のフィルタ４４が出力端子の間に接続される。

更に調整器２８が制御回路４６を有する。この制御回路
は、端子３２に対して端子３０に現われる調整器の出力
電圧に比例する信号電圧を発生する電圧換算手段４８を
含む。基準電圧発生器５０の出力及び換算手段４８の出
力が誤差増幅器５２に印加される。誤差増幅器の出力が
パルス発生器５４に結合され、その出力が、スイッチン
グ手段４２の開閉を制御する様に作用するスイッチ・ト
リガ回路５６に印加される。

第２図に見られる様に、源２２は高インピーダンスの交
流機５８を両波ブリッジ整流器６０に接続したものであ
る。整流器の出力の帰路６２が回路の共通の基準電圧の
点３４に接続され、整流器の２番目の出力６４が調整器
の入力端子２４に接続される。フィルタ３６は、入力端
子２４及び基準点３４の間に並列接続されたフィルタ・
コンデンサ６６のバンクで構成される。誘導性手段３８
が入力端子２４に接続された誘導子６８で構成され、装
置４０がダイオード７０で構成され、その陽極及び陰極
が夫々誘導子６８及び出力端子３０に接続されている。

フィルタ４４は出力端子３０と基準点３４の間に並列接
続されたフィルタ・コンデンサ７２のバンクで構成され
る。分路スイッチ４２がＮチャンネルル電力ＭＯＳＦＥ
Ｔ　　７４で構成され、そのドレイン７６が誘導子６８
とダイオード７０の接続点に接続され、そのソース７８
が基準点３４に接続される。抵抗８２がＭＯＳＦＥＴ　
　７４のソース７８とゲート８０の間に接続される。ツ
ェナ・ダイオード７５が出力端子３０と基準点３４の間
に接続され、調整器回路の故障によって起る実質的な過
電圧に対し、負荷を保護するだけの作用をする。

スイッチ・トリガ回路５６がＮＰＮ）ランジスタ８４で
構成−され、ベース端子８５及びエミッタがＭＯＳＦＥ
Ｔのゲート８０に結合されている。

ダイオード８６がトランジスタ８４のベース・エミッタ
接合の間に接続され、その陽極がエミッタに接続されて
いる。抵抗８８がトランジスタのベース−コレクタ接合
の間に接続されている。更に回路５６は、ダイオード９
０の陽極をトランジスタ８４のベースに接続すると共に
、ツェナ・ダイオード９２の陽極をトランジスタ８４の
コレクタに接続し、陰極を出力端子３０に接続している
。

コンデンサ９４がダイオード９２の陽極と回路の基準点
３４の間に接続されている。

換算手段４８が、出力端子３０と回路の基準点３４の間
に直列接続した抵抗９６．９８で構成される分圧器とし
て設けられている。分圧器の出力１００が抵抗９６．９
８を結合する節１０２に接続され、この為調整器の出力
電圧に比例する信号電圧が分圧器の出力に現われる。

この発明の好ましい実施例では、調整用パルス幅変調回
路１０４が、トリガ回路５６に印加すべきパルスを発生
する為の調整用パルス幅変調器の集積回路チッ、プ１０
５を含んでいる。この様な１つの集積回路がＵＣｌ３２
４Ａ型としてユニトロード社によって製造されており、
その回路接続は第２図に示す通りである。調整用変調器
チップ１０５が第１図に示す基準電圧発生器５０及び誤
差増幅器５２を含む。内部で発生された基準電圧がチッ
プの端子１６に現われる。誤差増幅器の非反転及び反転
入力がチップの端子２，１として夫々示されている。分
圧器によって発生される信号電圧が、分圧器の出力１０
０と接続することによって、端子１に印加される。端子
２が調整用変調器チップの端子１６に接続され、基準電
圧をそれに対して印加することが出来る様にする。変調
器チップ１０５の端子１２．１３が一緒にして、トリガ
回路５６にあるトランジスタ８４のベース端子８５に接
続される。端子１２．１３が夫々変調器チップ１０５内
部で、出力トランジスタ１２ａ。

１３ａの開放コレクタに接続されている。各々の端子１
２．１３は「高」又は「低」状態の何れかをとり得る。

最初に端子１２．１３が互いに切離されると共にベース
端子８５からも切離されていると仮定すると、何れかの
出力トランジスタ１２ａ又は１３ａがオフ（即ち非導電
）である時、それに接続された端子は「高」状態で浮動
している。

これらのトランジスタの何れかがオン（即ち導電）であ
る時、その出力端子が実効的に基準点３４に接続され、
従って「低」状態にある。然し、端子１２．１３が一緒
に接続されると共に、ベース端子８５に接続され、この
接続の結果、端子の個々の出力状態はノア論理関数にな
る。即ち、何れかの端子が「低」状態にある時、又は両
方の端子が「低」である時、端子１２．１３とトランジ
スタ８４のベース端子８５の間の接続点は「低」状態に
ある。両方の端子１２．１３が「高」状態にある時だけ
、ベース端子８５を抵抗８８によって「高」状態に引上
げることが出来る。

コンデンサ１０６及び抵抗１０８が変調器の端子７，６
から基準電圧の点３４に夫々接続される。

コンデンサ１０６及び抵抗１０８に選ぶ静電容冊と抵抗
値により、端子１２．１３で起る状態の間の切換え周波
数が決定される。この発明の好ましい実施例では、後で
述べる様な静電容量及び抵抗値により、変調器１０４の
特性的な切換え周波数は約１０７　ＫＨｚになる。

更に回路２０が変調器チップ１０５に対して安定な電源
とする為の保安用電力回路１１０を持っている。回路１
１０は簡単な線形電源として構成されていて、ＮＰＮ　
トランジスタ１１２のベースと基準点３４の間にツェナ
・ダイオード１１４を接続して構成されている。トラン
ジスタ１１２のコレクタが調整器の出力端子３０に接続
され、そのエミッタ端子が変調器チップの端子１５に接
続される。フィルタ減結合コンデンサ１１７が端子１５
と基準点３４の間に接続される。バイアス抵抗１１６が
トランジスタ１１２のベース・コレクタ接合の間に接続
されている。抵抗１２８及びコンデンサ１３０が、チッ
プの端子９と基準点３４の間に、制御ループの安定性を
高める為の周波数補償回路として、夫々直列接続されて
いる。

調整器２８め起動部分が、変調器チップ１０５の端子４
とコンデンサ６６及び誘導子６８の中間の点との間に直
列接続されたコンデンサ１１８及び抵抗１２０で構成さ
れる微分回路を含む。更に起動部分が、変調器の端子４
に対する分圧器の出力１００の直列接続部に入っている
抵抗１２２を含み、これがコンデンサ１２６によって基
準点３４に結合されている。更に、変調器チップの端子
１６の基準電圧が端子５に印加される。

動作について説明すると、交流電源５８か交流電圧及び
電流を発生し、それが整流器６０によって整流される。

整流された直流電圧が整流器の出力端子６４．６２に現
われ、調整器２８の端子２４．２６の間に印加される。

−波コンデンサ６６が整流された電流及び電圧のリップ
ルを平滑する様に作用する。交流機の電流及びそれに対
応する電圧が最初に増加しつ＼ある電源２０の起動の際
、端子２４に送出される電流の大きさが、所望の調整出
力電圧を発生するのに必要な値より小さい限り、実質的
に調整器の動作は行なわれない。この為、電源２０の動
作中のこの時点で、分路スイッチ４２のデューティ・サ
イクル（即ち、各々の開閉サイクル中でスイッチが閉じ
ている時間の部分）は約Ｏ％の最小値であり、その結果
、調整器の入力及び出力端子に略同じ電圧が現われる。

端子２４に送出される電流が更に増加するにつれて、そ
れか所望の出力電圧を発生するのに要する値を越える。

その結果、調整器の出力電圧が所望の出力電圧を越え、
制御回路４６が応答して分路スイッチ４２のデューティ
・サイクルを増加する。この為、調整器の過大な出力電
圧に応答して、制御回路が分路スイッチのデューティ・
サイクルを増加し、出力電圧の大きさを所望の電圧の大
きさまで下げ、こうして逆の制御法則に従う。分路スイ
ッチか開路する度に、エネルギが典型的な昇圧形調整器
の場合の様に誘導子６８に貯蔵される。更に、分路スイ
ッチが開路する度に、スイッチが閉じている間に誘導子
に貯蔵されたエネルギが、出力フィルタ・コンデンサ７
２と調整器の出力端子の間に接続された負荷（図面に示
してない）とに転送される。

調整器２８の内、フィルタ・コンデンサ６６゜７２）ダ
イオード７０．誘導子６８及びＭＯＳＦＥＴ　　７４で
構成される電力部分は、典型的な昇圧器として構成され
ている。この発明の詳細な説明する便宜上、上に述べた
電力部分の動作は無損失と仮定する。周知の様に、開閉
形調整器は、特性的に動作効率が高いリアクタンス性の
部品及びスイッチング素子で主に構成されているから、
これは妥当な仮定である。

電力部分の動作が焦損質という仮定をすると、定常状態
の動作中、源２２から調整器に送出された電力Ｐ、は、
調整器からこの調整器の出力に接ｎ続された負荷に送出される電力Ｐ。Ｕ、に等しい。

この関係を式（１）に示す。

Ｐ、−Ｐ　　　　　　　　　　　　　　（１）＋ｎ　　
　　ｏｕｔＰ、は調整器に印加された直流源の電圧Ｖ、と源ｉｌｌ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　Ｉｎの電流１．の積として表わすこと
が出来る。同様ｎに、Ｐ　　は調整器の直流出力電圧Ｖ。Ｕｌと調整ｕｔ器から負荷に送出される電流■　　の積として表ｏｕｔわすことか出来る。この為、定常状態の動作中、調整器
の動作は次の式で表わされる。

Ｖｉｎｘ１１ｎ″″ＶｏｕｔＸ１゜ｕｔ　　　（２）調
整器２８の定常状態の動作中、源から調整器に送出され
る電流１．は直流電流をコンデンサ６ｎ６で￥Ｐ波したものであり、誘導子６８に流れる平均電
流に等しい。調整器２８から負荷に送出される電流Ｉ　
　は、ダイオード７０に流れる平均型ｕｔ流に等しく、その大きさはスイッチのデューティ・サイ
クルに反比例して変化する。この為、デューティ・サイ
クルを増減すると、ダイオード７０を介して負荷に送出
される電流Ｉ　　が多くなっＯｕｔたり少なくなったりし、残りの１１ｎは分路される。

これに対応して、負荷に送出される電力Ｐ　　もＯｕｔ多くなったり少なくなったりする。）Ｐ波コンデンサ７
２は、負荷に送出される電流のリップルを平滑する様に
作用する。

定常状態の動作中、調整器２８が所望の出力電圧に等し
いＶ”　を維持する。従って、負荷の電ｕｔ力条件が増減する時、１１ｏが一定にとゾまるとすれば
、■　　を夫々増減しなければならない。調ｕｔ整器２８は、上に述べた様に、デューティ・サイクル、
従ってＩ　　の大きさを制御することによＯｕｔす、こういうことを達成する。動作の別の場合は、■、
が源に起る変化、例えば交流機５８の速度変ｎ化によって新しい値に増減するが、負荷が要求する電力
Ｐ　　は一定のまＮである場合である。こＯｕｔの場合、■　　を所望の出力電圧に等しく保つ為、Ｏｕ
ｔ一定のＰ　　を維持する為に、工　　は一定でなｏｕｔ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｏｕｔければな
らない。調整器２８は、Ｉｉｎが新しい値に増減する場
合、夫々スイッチのデューティ・サイクルを増減するこ
とにより、■　　を一定に保ｕｔつ。

■　　とスイッチのデューティ・サイクルにっｕｌいて上に述べた関係は、分路形調整器で典型的であるが
、調整器２８の電力部分は昇圧器として構成されている
。その結果、■、はＶ　　より小さｉｎ　　　　　Ｏｕ
ｔいか又はそれに等しい。■、が一定にとソまってＩｎいる間に、負荷の所要電力が増減する場合、式（２）は
次の様に書き直すことが出来る。

Ｖ、−Ｉ　　　ＸＫ＋　　　　　　　　　（３）Ｉｎ　
　　　　０ｔＪｔこ＼でに１は、ｖｏｕｔ及びＩｉｎの両方が一定である
から、Ｖｏｕｔ　／Ｉｉｎに等しい定数である。この後
、調整器の動作が、前に述べた様にデューティ・サイク
ルを変える様に作用して、■　　を調節ｕｔし、所要負荷電力の変動に合せる。式（３）に見られる
様に、ｖｉｎは、デューティ・サイクルの変動によって
起るＩ。６、の変動に直接的な関係をもって変化する。

■、が一定であると、■、の変化により、Ｐ、ｎが変化
し、Ｐｉｎ＝ＰｏＵｔになる。

Ｐｏｕｔが一定にとゾまる間にＩｉｎが増減する上に述
べた動作では、式（２）は次の様に書き直すことが出来
る。

Ｖ、−に２／Ｉ　、　　　　　　　　　　（４）ｉｎ　
　　　　　　　　　　Ｉｎニーでに２は、ｖｏＵｔが一定になる様に調整され、こ
の場合、Ｐ　　（従って■　　）を一定と仮定ｏｕｔ　
　　　　　　　　　ｏｕｔしているから、ＶｏｕｔＸＩｏｕｔに等しい定数である
。調整器２８が、工１ｎの変化に応答して、前に述べた
様にデューティ・サイクルを変える。このデューティ・
サイクルの結果として、式（４）から判る様に、ｖｌｎ
が１１ｎに反比例して変化し、Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔの状態
を保つ。

この為、一般的に云うと、調整器２８の動作は、Ｐｊｎ
を制御する為に、源電圧Ｖｊｎを変える様に作用する。

スイッチのデューティ・サイクルが増減すると、■、が
夫々減少又は増加する。これは、Ｉｎ低インピーダンスの電圧源で動作する典型的な昇圧形変
換器の場合と対照的である。昇圧形変換器の場合、調整
器動作は、源電流１．を変えてＰ。

Ｉｎ　　　　　　　　　　ｉｎを制御する様に作用する。

誘導子６８のインダクタンスは、開閉サイクルのスイッ
チが閉じた部分の間にその中に貯蔵されるエネルギ量を
制限して、サイクルのスイッチが開いている部分の間に
、その貯蔵エネルギの全部が負荷に転送される様に選ば
れる。この動作は、普通不連続動作モードと呼ばれ、こ
の発明の好ましい実施例で実施されるモードである。不
連続動作モードの間にダイオード７０に流れる電流の波
形が第３図に示されており、を聞及びｔ閉は、開閉サイ
クルの内、分路スイッチが開及び閉である部分を夫々表
わす。開閉サイクルの周期をＴで示しである。開閉サイ
クルのスイッチが閉じている部分の間、電流が出力コン
デンサ７２から負荷に供給され、このコンデンサは調整
出力電圧レベルを維持するのに役立つ。ダイオード７０
がコンデンサ７２が分路スイッチを介して放電すること
を防止する。

変調器１０４の動作を更に詳しく考える為、端子１６に
発生される基準電圧を５ボルトと仮定する。これが誤差
増幅器の端子２に印加される。抵抗９６．９８の抵抗値
は、端子３０．３２の間の調整器の出力電圧が所望の調
整出力電圧に等しい時に、分圧器の出力１００に現われ
る信号電圧が５ボルトになる様に選ばれる。分圧器の出
力１００が調整器チップ１０５の端子１に接続されてい
るから、その中にある誤差増幅器は信号電圧と基準電圧
をみることになる。この為、誤差増幅器が差のアナログ
出力信号を発生し、それが調整器の中にあって、端子１
２及び１３の前に述べた「高」及び「低」状態の夫々の
持続時間を制御する回路に印加される。

第４ａ図及び第４ｂ図は、端子１２及び１３の間が接続
されていない時の変調器の出力トランジスタ１２ａ、１
３ａのオン／オフのサイクル動作を夫々示す。各々の出
力トランジスタは、変調器１０４の特性的な周波数の周
期をＴで表わして、２Ｔで表わしたサイクル周期を持つ
周波数で、オン及びオフにサイクル動作をする。２つの
トランジスタの夫々のサイクル周期は位相が１８００離
れている。

前に述べた様に、端子１２．１３がトランジスタ８４の
ベース８５に接続され、このトランジスタが、抵抗８８
及びダイオード９２を介して調整器の出力端子３０に結
合されている。この結果、これらの端子が「高」及び「
低」状態になると、それはトランジスタ８４及びダイオ
ード８６の導電度を制御する様に作用する。第４図に見
られる様に、一方又は両方の出力トランジスタ１２ａ。

１３ａがオンであると、端子１２．１３及びベース８５
が基＄電圧点３４の「低」状態に引下げられ、トランジ
スタ８４がターンオフになる。両方のトランジスタ１２
ａ、１３ａがオフであると、端子１２．１３及びベース
８５が抵抗８８を介して調整器回路の出力電圧を基準と
する「高」状態に引上げられ、トランジスタ８４がター
ンオンになる。第４Ｃ図に見られる様に、この結果、ト
ランジスタ８４のベース８５に「高」＝「低」状態のサ
イクル形のパルスが印加され、周期Ｔのスイッチング周
波数でトランジスタをオン及びオフに切換える。トラン
ジスタ８４がオンである時、ＭＯＳＦＥＴ　　７４のゲ
ート８０がツェナ・ダイオード９２の陽極の電圧に引上
げられる。その結果、ゲート８０の静電容量が充電し、
ＭＯＳＦ、ＥＴがターンオンになり（スイッチが閉じ）
誘導子６８の出力側の端を基準電圧点３４に接続する。

トランジスタ８４がオフである時、調整器の出力電圧は
もはやゲート８０に印加されない。その結果、ゲートの
静電容量がダイオード８６、端子１２及び／又は１３を
介して基準点３４に放電し、ＭＯＳＦＥＴがターンオフ
になる（スイッチが開く）。

この為、第４ｄ図に示す様に、ＭＯＳＦＥＴのオン／オ
フのスイッチのサイクル動作がトランジスタ８４のベー
ス８５のサイクル形の変化に追従する。抵抗８２はＭＯ
ＳＦＥＴが完全にターンオフする様にする漏れ抵抗であ
る。ダイオード９２は、電力回路１１０を介して変調器
チップ１０５の適正な動作が出来る様にするのに十分な
調整値の予定の出力電圧が達成されるまで、非導電にと
ゾまり、こうして実効的にＭＯＳＦＥＴの動作を阻止す
る様な定格にする。

変調器チップ１０５の誤差増幅器が、基準電圧に対して
高又は低である信号電圧を補正して、各々のトランジス
タに対し、サイクル周期２Ｔ内に、略同じ二だけトラン
ジスタ１２ａ、及び１３ａのオン時間を夫々増減する様
に作用する。各々のトランジスタ１２ａ、１３ａのサイ
クル周期２Ｔ内のオフ時間に対してオン時間が成る増分
的な量だけ増減する効果として、ベース８５の高の状態
の持続時間、従ってＭＯＳＦＥＴのオン時間が、サイク
ル周期Ｔ内の同じ増分的な瓜だけ減少又は増加する。こ
うして、前に述べた逆の制御法則が実現される。この効
果が第４図に例示されており、時刻ｔ１の後、第４ａ図
及び第４ｂ図に示す様に、トランジスタ１２ａ、１３ａ
の夫々のオン時間が長くなる。トランジスタ１２ａ、１
３ａの夫々のオン／オフ・サイクルが互いに１８００位
相がずれているから、そのオン時間が長くなる結果とし
て、トランジスタ８４のベース８５の「高」状態の持続
時間（第４ｃ図）がそれに対応して短くなる。

前に説明した様に、この発明の調整器の電力部分か昇圧
形調整器として構成されている為に、調整器の出力電圧
は源電圧に等しいかそれより高い。

所望の調整器出力電圧が略３５Ｖであるこの発明の好ま
しい実施例では、通常の動作中、スイッチのデューティ
・サイクルを変えることにより、源の出力電圧は１０乃
至３０Ｖの範囲内に保つことが出来ると予想される。前
に説明した様に、電源の通常の動作中、源電圧は調整器
の出力電圧より低い値に保たれる。然し、前に述べた様
に、起動の際、源及び出力の両方が、所望の電圧、例え
ば好ましい実施例の３５Ｖを越える初期電圧に達するま
で、調整器の動作が開始されない。この時、コンデンサ
６６が、通常の動作中に生ずる電圧、即ち１０乃至３０
Ｖよりかなり高い初期電圧まで充電される。この為、コ
ンデンサ６６に過大なエネルギ量が貯蔵される。分路ス
イッチ動作が、起動電圧が所望の調整電圧を越えたこと
に応答して開始されると、コンデンサ６６に貯蔵された
過剰のエネルギは、源の出力電圧が直ちに減少するのを
防止する。その代りに、起動時のスイッチ動作により、
コンデンサ６６に貯蔵されたエネルギが、源からのエネ
ルギと共に望ましくない程高い初期電圧で、出力コンデ
ンサ７２及びそれに接続された負荷に転送される。この
為、コンデンサ７２にも過剰なエネルギ量が貯蔵される
。これは、出力電圧を下げるのではなく、増加するとい
う過渡的な効果があり、それに応答して、制御回路が更
にスイッチのデューティ・サイクルを増加する。この発
明の好ましい実施例では、誤差増幅器の出力信号の制御
の下に開始し得るスイッチの最大デューティ・サイクル
は約９０乃至９５％である。こういう高いデューティ・
サイクルでは、コンデンサ６６の過剰なエネルギは、ミ
リ秒程度の期間内に枯１８シ、調整器の通常の動作が進
行する。然し、この枯渇期間の間、所望の出力電圧より
高い望ましくない出力過電圧が起る。

こういう場合を補償する為、回路２０の起動部分を設け
て、一時的な出力過電圧状態の大きさを最小限に抑える
。この目的の為、集積回路の変調器チップ１０５内にあ
る限流増幅器として使おうとする回路の非反転及び反転
入力を夫々端子５゜４に接続す乞。端子４に印加される
分圧器の信号電圧が端子５に印加される基準電圧を、約
０．　２■の閾値としての差だけ越えると、限流増幅器
の出力が「低」になる。増幅器の出力の「低」状態が、
誤差増幅器の出力信号を取消し、スイッチ４２は、誤差
増幅器の出力信号によって通常起るデューティ・サイク
ルとは無関係に、強制的に持続的な閉位置にされる。こ
の為、源２２及びコンデンサ６６が、コンデンサ６６の
過剰エネルギがスイッチを介して放電する時間の間、調
整器の出力から切離され、コンデンサ７２の過剰電荷が
負荷によって散逸される。

抵抗９６．９８で構成された分圧器の出力１００がチッ
プの端子４に結合され、限流増幅器の反転入力に印加さ
れる電圧が、誤差増幅器が受取る信号電圧に等しくなる
様にする。その結果、チップの端子４のコンデンサ１２
６は、調整器の出力電圧を表わす信号電圧レベルまで充
電され、それが限流増幅器によって、端子１６から端子
５に印加された基準電圧と比較される。信号電圧が基準
電圧を差の閾値である０、　　２ボルト以上越える様な
出力過電圧状態が発生した時、限流増幅器が誤差増幅器
の出力信号を取消し、スイッチのデューティ・サイクル
を強制的に１００％にする。この為負荷が放電するコン
デンサ７２から給電される時、調整器の出力電圧が減衰
する。然し、コンデンサ６６の電圧は、このコンデンサ
が誘導子及びスイッチを介して回路の基準電圧の点３４
に放電するので、一層速い速度で減衰する。コンデンサ
６６の放電電流の大きさは、誘導子６８の影響によって
上向きの傾斜を持ち、その結果、これらのコンデンサの
電圧及び調整器の入力端子の間の電圧は加速された速度
で減少する。チップの端子４かコンデンサ１１８及び抵
抗１２０で構成された微分回路を介して調整器の入力に
結合されることが判る。この結果、コンデンサに流込み
又はそれから流出す電流と比例する、このコンデンサ６
６の電圧の変化率に比例して、抵抗１２０に電流が流れ
る。コンデンサが放電するから、抵抗１２０の電流はコ
ンデンサ６６に向って流れ、従ってコンデンサ１２６を
放電させる様に作用する。抵抗１２２が、抵抗１２０に
流れる電流に対し、調整器の出力からの電流の寄与を妨
げ、この為コンデンサ１２６が有効に放電出来る様にす
る。コンデンサ１２６の放電により、限流増幅器の反転
入力の電圧が下がる。反転入力の電圧がもはや端子５の
電圧より０．２Ｖ以上大きくならなくなると、増幅器の
出力が「高」になり、こうしてスイッチのデューティ・
サイクルの制御が誤差増幅器の出力信号に戻される。こ
の為、コンデンサ６６が放電する速度が、調整器の入力
電圧の変化率を監視することによって制限される。更に
、調整器の出力電圧は、約５．２Ｖ（所望の出力電圧に
対応する５Ｖの信号電圧＋差の閾値としての０．２Ｖ）
の大きさを持つ信号電圧に対応する最大値に制限される
。起動回路部分にあるコンデンサ６６の放電が、コンデ
ンサの電荷が普通の調整器動作が出来る様な値に下がる
まで、繰返される。

第２図に示したこの発明の実施例は、次に述べる様な部
品の数値を用いて構成することが出来る。

整流器６０　　　　ユニトロードｇ　０２−２コンデン
サ６６　　夫々２２マイクロフアラドコンデンサ７２　
　夫々８６マイクロフアラドコンデンサ９４　　０．１
マイクロフアラドコンデンサ１０６０．０旧マイクロフ
アラドコンデンサ１１７Ｑ、１マイクロフアラドコンデ
ンサ１１８　０．０３３マイクロフアラドコンデンサ１
２６０．１マイクロフアラドコンデンサ１３０１５マイ
クロフアラド誘導子６１３　　　　８．８マイクロヘン
リーダイオード７０　　１Ｎ５３１４ダイオード８６　　　ｌＮ５８０２ダイオード９０　　　ｌＮ４１４８ツエナ・ダイオード７５　　　ｌＮ５５５６ツエナ・ダ
イオード９２　　　ｌＮ９７０Ｂ−１ツエナ・ダイオー
ド１１４　１Ｎ９６２Ｂ−１トランジスタ８４　　２Ｎ
２２２２Ａトランジスタ１１２　２Ｎ５０００抵抗８２　　　　　　１０，０００．ｔ−ム抵抗８８　
　　　　　１，５００オーム抵抗９６　　　　　　６，
０４０オーム抵抗９８　　　　　　１，０００オ一ム抵
抗１０ｇ　　　　　　１０，７００．ｔ−ム抵抗１１６
　　　　　１０．０００オーム抵抗１２０　　　　　４
０．２００オーム抵抗１２２　　　　　１．０００オー
ム抵抗１２８　　　　　６８１オ一ムＭＯ８ＦＥＴ８０　　２Ｎ６７６４こ−で説明した電源は高インピーダンス源として交流機
を用いるが、この発明はこの場合に制限されない。この
発明はこの他の形式の高インピーダンス電源並びに電流
制限形電圧源を用いて実施することが出来る。例えば、
太陽電池は、この発明で使うのに適した高インピーダン
ス源として作用する。更に、当業者であれば、この発明
の高インピーダンス源が成る範囲の高い源インピーダン
スの範囲にある任意の源を含むことが理解されよう。こ
の為、この発明は源の電流が源の電圧と共に目立って変
化する様なものも含めて、この様な任意の高インピーダ
ンス源を用いて実施することが出来る。

この発明の好ましい実施例を集積回路形式の調整変調器
を含むものとして説明したが、誤差信号によって制御さ
れるパルス幅の大きさを持つパルス列を発生する手段は
、周知の方法により、個別部品を用いて作ることが出来
ることは云うまでもない。例えば、比較器の出力を制御
して、夫々の人力に誤差信号と鋸歯状波を印加すること
によって、パルス列を発生することが出来る。ユニトロ
ードＵＣｌ３２４Ａ型集積回路チップを用いたこの発明
の好ましい実施例を説明したが、略同じ作用をする他の
製造業者からこの他のチップも利用することが出来る。

不連続動作モードを説明した。然し、インダクタンス手
段３８のインダクタンスを増加することにより、スイッ
チング手段のスイッチング周波数を高めることにより又
はその両方により、連続電流の動作モードを実施するこ
とが出来る。周知の様に、この動作モードでは、各々の
開閉サイクルの開部分の間、誘導子のエネルギが完全に
枯渇しない。然し、連続動作モードを実施するには、安
定な動作を保証する為に、制御回路の変更が必要である
。こ＼で説明した制御回路は、一定周波数のパルス列の
各々の開閉サイクル内でのパルス幅を調節することによ
り、スイッチのデューティ・サイクルや変えているが、
この発明はその場合に制限されない。周知の様に、パル
ス幅を各々の開閉サイクルの長さに比例した状態に保ち
、サイクルの周波数、従って周期を変えることにより、
スイッチのデューティ・サイクルを変えることが出来る
。

トリガ回路５６のトランジスタ８４の動作が、変調器チ
ップ１０５にある両方のトランジスタ１２ａ、１３ａの
動作によって制御されるが、この発明はその場合に限ら
ない。ベース端子８５を両方の端子ではなく、端子１２
．１３の一方だけに接続することによって、トランジス
タ８４を動作させることが出来る。例えば、端子１２だ
けに接続した場合、トランジスタ１２ａのオン及びオフ
状態が、夫々トランジスタ８４（並びにそれに伴ってＭ
ＯＳＦＥＴ）のオフ及びオン状態を開始する。各々のト
ランジスタ１２ａ又は１３ａのスイッチング周波数が変
調器チップ１０５の特性的な周波数の半分であるから、
所望のＭＯＳＦＥＴのスイッチング周波数を達成する為
に、コンデンサ１０６及び抵抗１０ｇの適当な値を選ｊ
＜ことにより、特性的な周波数の調節が必要になること
がある。チップ１０５の設計により、トリガ回路が端子
１２又は１３だけに接続される時、デューティ・サイク
ルの最大値は５０％である。この為、トリガ回路をこの
接続にする前に用途の条件を考えることが必要である。

好ましい実施例を図示し且つ説明したが、当業者であれ
ば、この発明の範囲内で、種々の変更を加えることか出
来ることは明らかであろう。従って、この発明は特許請
求の範囲のみによって限定されることを承知されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に従って構成された調整電源の基本的
なブロック図、第２図は第１図の電源の好ましい実施例の詳しい回路図
、第３図は第２図の電源の動作を示す電流波形を示すグラ
フ、第４ａ図、第４ｂ図、第４Ｃ図及び第４ｄ図は第２図の
電源の動作を示すパルス時間線図である。主な符号の説明２２：高インピーダンス直流源２４．２６：入力端子２８：調整器３０．３２＝出力端子３８：誘導子４０ニ一方向導電装置４２；分路スイッチ４６二制御回路

Claims

【特許請求の範囲】１）調整された直流出力電圧を発生する電源回路に於て
、高インピーダンス直流源と調整器とを有し、該調整器は、前記直流源に結合された入力端子及び出力端子、誘導子を含んでいて、該誘導子の第１の端が前記入力端
子に回路接続され且つ第２の端が前記出力端子に回路接
続されているエネルギ貯蔵手段、前記誘導子の第２の端
及び回路の基準電圧の点の間に接続されたスイッチング
手段、前記誘導子の第２の端及び前記出力端子の間に接続され
た一方向導電装置及び前記出力端子に現われる出力電圧と所望の電圧の間の差
の関数として決定されるデューティ・サイクルで開閉す
る様に前記スイッチング手段を条件づける制御回路を持
っており、前記出力電圧が前記所望の電圧より増加する
時又は下がる時、前記デューティ・サイクルを夫々増減
し、この為、前記スイッチング手段を閉じることが、前記源
から前記誘導子にエネルギを転送する様に作用し、前記
スイッチング手段を開くと、前記誘導手段に貯蔵されて
いたエネルギが前記出力端子に転送され、調整器回路は
出力電圧を前記所望の電圧に調整する為に、デューティ
・サイクルを制御することによって源の電圧を変える様
に作用し、前記出力電圧が源の電圧より高いか又はそれ
に等しい電源回路。２）特許請求の範囲１）に記載した電源回路に於て、前
記エネルギ貯蔵手段が前記入力端子及び前記基準電圧の
点の間に接続された第１の容量手段を含んでいる電源回
路。３）特許請求の範囲２）に記載した電源回路に於て、更
に前記エネルギ貯蔵手段が前記出力端子及び前記基準電
圧の点の間に接続された第２の容量手段を含んでいる電
源回路。４）特許請求の範囲１）に記載した電源回路に於て、更
に前記エネルギ貯蔵手段が前記出力端子及び前記基準電
圧の点の間に接続された容量手段を含んでいる電源回路
。５）特許請求の範囲１）に記載した電源回路に於て、前
記制御回路が、前記出力端子に接続されていて、該出力電圧に比例する
信号電圧を発生する電圧換算手段と、前記所望の電圧を
表わす基準電圧を発生する手段と、前記電圧換算手段及び前記基準電圧を発生する手段に結
合されていて、前記信号電圧及び前記基準電圧の間の差
を表わす誤差信号を発生する手段と、前記スイッチング手段に結合されていて、前記誤差信号
によって前記スイッチング手段を開閉する様に条件づけ
られるスイッチ・トリガ回路とを含んでいる電源回路。６）特許請求の範囲５）に記載した電源回路に於て、前
記スイッチ・トリガ回路が前記出力端子からの供給電圧
を受取る様に接続されたトランジスタを含んでいる電源
回路。７）特許請求の範囲６）に記載した電源回路に於て、前
記出力端子の電圧が予定の値に上昇するまで、前記トラ
ンジスタが前記供給電圧を受取ることを阻止する様に接
続されたツェナ・ダイオードを有する電源回路。８）特許請求の範囲５）に記載した電源回路に於て、前
記誤差信号を発生する手段が誤差増幅器を有し、前記制
御回路が、その各々のパルスの持続時間が前記誤差信号
によって制御される様なパルス列の形をしたスイッチン
グ信号を発生するパルス幅変調手段を有し、該変調手段
が前記トリガ回路に結合されて、それに対して前記スイ
ッチング信号を印加する電源回路。９）特許請求の範囲８）に記載した電源回路に於て、更
に前記エネルギ貯蔵手段が前記入力端子及び前記基準電
圧の点の間に接続された容量手段を含み、更に前記制御回路が、前記誤差増幅器を取消して前記スイッ
チング手段の閉路を持続する手段を含み、該取消し手段
は前記第１の容量手段に過大な電荷が蓄積されたことに
応答し、この為、前記取消し手段の動作が、前記第１の容量手段
の過大な電荷を放電させる様に作用する電源回路。１０）特許請求の範囲９）に記載した電源回路に於て、
前記第１の容量手段の電荷により、前記所望の電圧を予
定量だけ越える望ましくない出力過電圧が生じ、前記取消し手段が、前記基準電圧を発生する手段に結合された第１の入力、
第２の入力及び出力を持つ電圧比較手段を有し、前記電圧換算手段が前記電圧比較手段の第２の入力に結
合されてそれに対して前記信号電圧を第１の信号電圧と
して印加し、第２の容量手段が前記電圧比較手段の第２の入力及び前
記回路の基準電圧の点の間に接続され、微分手段が前記
調整器の入力端子及び前記電圧比較手段の第２の入力の
間に結合され、該微分手段には前記入力端子の電圧の変
化率に比例する電流が流れ、前記電圧比較手段の出力が前記スイッチ・トリガ回路に
結合され、前記電圧比較手段は、前記望ましくない過電圧が発生し
た時に、前記トリガ回路が前記スイッチング手段の閉路
を持続する様に条件づける様に作用する取消し信号を発
生し、この為、前記第１の容量手段の過大な電荷が放電する間
、前記入力端子の電圧が減少し、前記微分手段に流れる
電流が前記第２の容量手段を放電させる様に作用して、
前記入力端子の電圧の低下率が予定の値に達した時、前
記取消し信号を解除する電源回路。１１）特許請求の範囲１）に記載した電源回路に於て、
前記誘導手段が限られた容量を持っていて、前記スイッ
チング手段が開いている間、前記誘導手段に貯蔵された
全てのエネルギが前記出力に転送される様になっている
電源回路。