JPS62137920A - デイジタル制御型温度補償発振装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、周囲温度の変化に対しても安定した周波数を
発振する温度補償発振装置に関し、特にディジタル制御
型の温度補償発振装置に関する。

〔概要〕

本発明は、周囲温度による発振周波数の制御信号電圧の
補償をディジタル制御により行う温度補償発振装置にお
いて、 補償後のアナログ化された制御信号電圧の時刻の異なる
二つの値を比較してＲＣ回路を充放電させて、この二つ
の値のギャップをなめらかにすることにより、 ディジタル化のために発生した制′４’Ｉｎ信号電圧の
時間的不連続を除去し、周波数や位相の変調による発振
装置の雑音発生を防止するものである。

〔従来の技術〕

移動無線装置等は狭帯域化の傾向があり、局部発振装置
は広い温度範囲で高い周波数安定度が要求される。この
要求を満足する発振装置として、ディジクル制御型の温
度補償発振装置が最近注目されている。

すなわち第４図に示すように従来の温度補償発振装置で
は温度センサ１１が検出する温度情報信号１０１を第一
のディジタル信号１０２に変換し、これを読出し専用メ
モリ２にアクセスして、第二のディジタル信号２０１を
出力し、ディジタル・アナログ変換器３１によりアナロ
グ電圧３０１に変換し、電圧制御発振装置３２に入力す
る。

このようなディジタル制御型温度補償発振装置において
は、電圧制御発振器の周波数制御を行う第二のディジタ
ル信号２０１は、予め続出し専用メモリに書込まれてい
る。

一般に、電圧制御発振器の周波数制御電圧は、発振器ご
とにばらつきがある。ところがディジタル制御型温度補
償発振装置では、個々の発振器に対して個別に制御信号
電圧を記憶させることができるので、温度に対する高精
度の周波数安定化がはかれる。

このような温度補償発振装置では周囲温度変化範囲１０
０℃に対して周波数変動率を±１〜２　ｐｐｍ程度にす
ることが容易である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、上述のディジタル制８Ｕ型温度補償発振
器では、周囲温度が変化している間に、発振周波数が離
散的に変化する。

すなわち第５図の上段に示す時刻１０．１．、ｔ２、−
における周囲温度の変化の情報に対応して読出し専用メ
モリから出力される第二のディジタル信号はディジタル
・アナログ変換器によりアナログ値に変換され、発振周
波数の制御電圧となる。この発振周波数の制御電圧は各
時刻間で温度変化がある場合には、この値は第５図の中
段に示すように離散的に変化する。

このため発振周波数は第５図の下段のように離散的に変
化する。このように周波数が非連続的に急激に変化する
と、無線装置等では、周波数変調雑音や位相変調雑音が
生じ、通話品質の劣化となる。

本発明は、上記欠点を改善し、変化がなめらかであり雑
音の少ないディジタル制御型温度補償発振装置を提供す
ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、ディジタル・アナログ変換器より出力される
周波数制御電圧を異なる二つの時刻でサンプルし保持す
る第一および第二のサンプルホールド回路があり、二つ
のホールドされた周波数制御電圧の大小を比較するコン
パレータがあり、上記コンパレータが比較した結果に基
づき、第一の周波数制御電圧を第二の周波数詞？ａ電圧
へ一致するようにＲＣ回路の時定数で放電または充電す
ることにより、電圧制御発振器への周波数制御電圧を発
生する手段を有することを特徴とする。

すなわち本発明は、周囲温度を検出し、これをディジタ
ル量として出力する温度検出部と、このディジタル量が
アドレス入力としてそれぞれ対応する制御出力データが
あらかじめ格納されている記憶部と、この制御出力デー
タをアナログ量に変換するディジタル・アナログ変換回
路と、この回路により変換されたアナログ量を周波数詞
？ａ電圧として入力する電圧制御発振器とを備えたディ
ジタル制御型温度補償発振装置において、上記ディジタ
ル・アナログ変換回路の出力をそれぞれ異なる二つの時
刻でサンプルし保持する第一および第二のサンプルホー
ルド回路と、これらにより保持された第一および第二の
ホールド電圧を比較する回路と、この比較する回路の比
較結果に基づき上記第一のホールド電圧を第二のホール
ド電圧に近づけるように充電または放電を行うＲＣ回路
とを備えたことを特徴とする。

〔作用〕

周囲温度変化に対して温度補償されアナログ化された制
御信号電圧は、ディジタル変換されると時間的不連続性
が生じる。これを異なる時間で保持し、この保持した値
を逐次二つずつ比較し、あとの値が高い場合はＲＣ回路
を介して充電し、あとの値が低い場合はＲＣ回路を介し
て放電し、制御信号電圧の変動を時間的になめらかにし
て、電圧制御型発振器に入力させる。

〔実施例〕

つぎに、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明す
る。

第１図は、上記実施例のブロフク（１４成図である。

本図において、温度センサ１１およびアナログ・ディジ
タル変換器１２を備える温度検出部１と、読出し専用メ
モリ２（Ｐ−ＲＯＭ）と、ディジタル・アナログ変換器
３１および電圧制御発振器３２（■Ｃ○）を含む発振部
３とを備えている。

この第二のディジタル信号２０１はディジタル・アナロ
グ変換器３１によりアナログ電圧３０１に変換され、電
圧制御発振器３２の周波数制御信号となる。

電圧制御発振器３２には水晶振動子および可変容量素子
を有する。

温度センサ１１は、周囲温度に対応したアナログ電圧を
温度ｌｌｔ？’ｒ”ｄ信号１０１として出力する。この
アナログ量の出力は、アナログ・ディジタル変換器１２
により第１のディジタル信号１０２に変換される。

読出し専用メモリ２はこの第１のディジタル信号をアド
レス信号として、これに対応する第２のディジタル信号
２０１を出力する。

この第２のディジタル信号２０１　は、ディジタル・ア
ナログ変換ｖｉ３１によりアナログ電圧３０１に変換さ
れ、電圧制御発振器３２の周波数詞６ｔｌ信号となる。

ここで、本発明の特徴とするところは、ディジタル・ア
ナログ変換器３１の出力をモニタし、この出力電圧が時
間的に不連続の場合には、第一のサンプル電圧を第二の
サンプル電圧に一致するよう充電または放電するＲＣ回
路を含む周波数制御電圧印加部４を、ディジタル・アナ
ログ変換３１と電圧制御発振器３２との間に設けたこと
にある。

以下、この周波数制御電圧印加部４の構成および動作を
第２図に示すタイムチャートを用いて説明する。

まず、第１図のアナログスイッチ（ＡＩ−１）４０１　
と、キャパシタ４０４とは第一のサンプルホールド回路
を形成し、第２図のＡＳ−１タイミング■で示す第一の
時刻でディジタル・アナログ変換器の出力電圧をサンプ
ルし保持する。同様に、アナログスイッチ（ＭＳ−２）
　４０５とキャパシタ４０６とは第二のサンプルホール
ド回路を形成し、第一の時刻より任意の時刻遅れたＭＳ
−２タイミング■で示す第二の時刻でディジタル・アナ
ログ変換器出力電圧をサンプルし保持する。

つぎに、アナログスイッチ（ＡＳ−３）　４０７　、お
よびアナログスイッチ（ＡＳ−４）　４０８がＭＳ−３
とＡＳ−４のタイミング■で導通し、コンパレータ４０
９で、上記二つのサンプル電圧の大小を比較する。

以下、第一のサンプル電圧が第二のサンプル電圧より低
い場合について述べる。このときは、コンパレータの出
力ａの波形は、第２図の記号イで示すようにＬからＨへ
立ち上がる。この出力はＤフリップフロップ回路４１０
によりクロックの立上りタイミングと同期して波形整形
される。Ｄフリップフロップ回路４１０の出力すは直接
、排他的論理和回路４１２の一方の入力へ印加される共
に、１ビツトシフトレジスタ（ＳＲ）４１１を介して排
他的論理和回路の他方の入力（波形Ｃで示す）に印加さ
れる。この結果排他的論理和回路の出力ｄは第２図の記
号口に示すように１クロック周期のみのパルスを出力す
る。この出力は、２進カウンタ（ＤＣ）４１３に入力さ
れるので、その出力ｅはＬからＨへと変化する。

一方、第一のサンプルホールド回路出力は、アナログス
イッチ４０７、第一〇〇チャネルＭＯ３ｌ−ランジスタ
４１４、抵抗４１５および第二のｎチャネルＭＯＳ　　
トランジスタ４１６を介して電＃４１７に接続されてい
る。さらに、抵抗４１５と第二〇〇チャネルＭＯ３ｌ−
ランジスタ４１６との接続点は、ｐチャネルＭＯＳ　　
！−ランジスタ４１８を介して接地されている。

第一のｎチャネルＭＯＳ　　）ランジスタ４１４のゲー
トには、２進カウンタ４１３の出力が接続され、第二の
ｎチャネルＭＯ３ｌ−ランジスタ４１６およびｐチャネ
ルＭＯ５＋−ランジスタ４１８のゲートには、コンパレ
ータ４０９の出力が接続されている。

したがって、２進カウンタ４１３がＬになった時点で、
第一のｎチャネルＭＯ５Ｉ−ランジスタ４１４は付勢さ
れる。このときコンパレータ出力ａはＨテあるため、第
二のｎチャネルＭＯＳトランジスタ４１６は付勢され、
ｐチャネルＭＯ３Ｉ−ランジスタ４１８は開放される。

この結果、第一のサンプル電圧は８０回路の時定数で充
電され、第二のサンプル電圧に対して時間連続的に増加
する。

充電が完了し、第一のサンプル電圧が第二のサンプル電
圧に等しくなると、コンパレータの出力は記号ハのよう
に反転し、排他的論理和回路の出力は記号二のように１
パルスを再び出力する。２進カウンタの出力はＨからＬ
へ変化し、第一のｎチャネルＭＯＳトランジスタ４１４
は開放となり、充電を停止する。

以上においては、第一のサンプル電圧が第二のサンプル
電圧より低い場合について述べたが、その逆の場合の動
作は、第二のｎチャネルＭＯ３トランジスタ４１６が付
勢する代わりに、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ４１８
が付勢し、時定数ＲＣで放電し、第一のサンプル電圧が
第二のサンプル電圧へ時間的連続的に減少する。

第２図において、第一のサンプル電圧が第二のサンプル
電圧より低い場合の各波形ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅのそれぞ
れに対応する、第一のサンプル電圧が第二のサンプル電
圧より高い場合の電圧変化の各波形をａ’　、ｂ’　、
ｃ’　、　′、ｅ′で示す。

第１図に示すように第一のサンプル電圧は周波数制御電
圧４０１として電圧制御発振器３２へ印加されているか
ら、第５図に対応する制御電圧、発振周波数の波形変化
は、第３図に示す波形特性図のようになる。第３図の発
振周波数の波形特性には、比較のために第５図の例を破
線で示した。

制御電圧は、サンプル点で時間連続的に変化するので、
電圧制御発振器の発振周波数は、第３図の下段に示すよ
うに時間連続的に変化する特性のものが得られる。した
がって第５図の下段に示すＢ点のような急激な周波数の
変化がない。このため、本発明によれば、周波数変調雑
音および位相変ｔＦＥｉ雑音は著しく低下する。

〔発明の効果〕

以上、詳細に説明したよう本発明によれば、制御電圧の
変化はなめらかになるので、発振周波数の変動もなめら
かになる。したがってステップ状の雑音が発生しない。

その結果、発振周波数が著しく安定で、周波数変調雑音
や位相変調雑音が著しく低減されたディジタル制御型温
度補償発振装置が得られる。これを無線装置に用いれば
、良好な通話品質が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明一実施例のブロック構成図。 第２図は上記実施例の動作を説明するタイムチャート。 第３図は上記実施例の周囲温度、制御電圧および発振周
波数の波形特性図。 第４図は従来例装置のブロック構成図。 第５図は従来例の周囲温度、制御電圧および発振周波数
の波形特性図。 １・・・温度検出部、２・・・読出し専用メモリ　（Ｐ
・ＲＯＭ）　、３・・・発振部、４・・・周波数制御電
圧印加部、１１・・・温度センサ、１２・・・アナログ
・ディジタル変換器、３１・・・ディジタル・アナログ
変換器、３２・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）　、３３
・・・出力端子、１０１・・・温度情報信号、１０２．
２０１・・・第一および第二ディジタル信号、３０１・
・・アナログ電圧、４０１・・・発振周波数の制御電圧
、４０３・・・アナログスイッチ（ＡＳ−１）、４０４
．４０６・・・キャパシタ、４０５・・・アナログスイ
ッチ（ＡＳ−２）、４０７・・・アナログスイッチ（Ａ
Ｓ−３）、４０８・・・アナログスイッチ（ＭＳ−４）
、４０９・・・コンパレータ、４１０・・・０７９７１
７０７１回路（Ｄ　Ｆ　Ｆ）　、４１１・・・１ビツト
シフトレジスタ（ＳＲ）、４１２・・・排他的論理和回
路（ｔｉｘ−ＯＲ）　、４１３・・・２進カウンタ（Ｄ
Ｃ）、４１４．４１６・・・ｎチャネルＭＯＳトランジ
スタ、４１５・・・抵抗、４１７・・・電源、４１８・
・・ｐチャネルＭＯＳトランジスタ、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、
、ｅ・・・充電時の各出力の波形、ａ′、ｂ′、ｅ′、
ｄ′、ｅ′・・・放電時の各出力の波形。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）周囲温度を検出し、これをディジタル量として出
   力する温度検出部と、 このディジタル量がアドレス入力としてそれぞれ対応す
   る制御出力データがあらかじめ格納されている記憶部と
   、 この制御出力データをアナログ量に変換するディジタル
   ・アナログ変換回路と、 この回路により変換されたアナログ量を周波数制御電圧
   として入力する電圧制御発振器と を備えたディジタル制御型温度補償発振装置において、 上記ディジタル・アナログ変換回路の出力をそれぞれ異
   なる二つの時刻でサンプルし保持する第一および第二の
   サンプルホールド回路と、 これらにより保持された第一および第二のホールド電圧
   を比較する回路と、 この比較する回路の比較結果に基づき上記第一のホール
   ド電圧を第二のホールド電圧に近づけるように充電また
   は放電を行うＲＣ回路と を備えたことを特徴とするディジタル制御型温度補償発
   振装置。