JPS62133830A - 広帯域無線送信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分骨 本発明は、無線通信システムに関し、さらに詳しくは、
不連続周波数信号成分が一般に低い雑音レベルにあり、
従って普通の無線受信装置では見分は得ないものである
広帯域型システムに関するものである。

従来の技術 通信信号、例えば、オーディオ信号、の無線伝送は、普
通二方法の内の一つによって行なわれる。一つは、振幅
変調と呼ばれ、正弦無線周波数搬送波が情報信号、即ち
通信信号によって振幅変調され、そして変調信号が受信
地で受信されると、逆処理、即ち搬送波の復調が行なわ
れ、元の通信信号が得られる。他の送信方法は、周波数
変調と呼ばれるもので、搬送波を振幅変調するかわりに
、周波数変調される。周波数変調された信号、即ちＦＭ
信号を受信すると、受信側では、先ず判別と呼ばれるも
の、即ち周波数の変更が元の変調に応じた振幅変更が行
なわれ、次いで、元の通信信号が得られる。いずれの送
信方式によっても、基本は、正弦搬送波の割当てであり
、明確な周波数帯域幅、即ちチャンネルを占めるもので
、このチャンネルは、その適用範囲内では他の送信によ
って利用され得ないスペクトル・スペースを云う。現在
、スペクトル・スペースはすみずみまで利用されつつあ
り、従って、通信チャンネルの拡張利用方法が切実に求
められている。このような事情に鑑みて、従来の近接法
である無線通信リンクのための明確な周波数チャンネル
群を利用する代りに、伝送されるインテリジェンス帯域
幅を１０〜１００倍、ないしそれ以上に拡大する広帯域
周波数スペクトル（但し、このスペクトルを補ういかな
る単周波数のエネルギーも非常に低く、典型的には通常
の雑音レベル以下である）の利用が提案されている。か
くして、この型の送信方式が、他の送信サービスにほと
んど干渉しないものであることが明らかになろう。この
近接法に基いて、コード化列変調の適用方法、およびこ
の程合通信リンクが、同調性を有するであろう個々のコ
ード化列によって非干渉性になることが提示されている
。

発明が解決しようとする問題点 然しなから、本出願人の知る限りでは、雅人によっても
、実用的なシステムの開発は未だなされていないことを
付言する。

以上から、本発明の目的は、周波数スペクトルの範囲を
インテリジェンス変調率のＩＯ〜１００倍よりは、むし
ろ約＋、０００〜ｌ　、０００．０００倍またはそれ以
上に拡大して、かつ極めて構造簡単で低価格の電気装置
で実施できる広帯域通信システムを提供することにある
。

問題点を解決するための手段および作用本発明によれば
、一定率またはプログラム率のパルス信号が、インテリ
ジェンス信号の関数としてパルスのターンオン時間につ
いて変調される。得られるパルス信号に応じて、アバラ
ンシェ動作半導体スイッチの“ｏＦ＆”切換え、即ちト
リガーが行なわれる。このスイッチは、トリ、ガーパル
スの発生時と発生時との期間に充電される遅延ライン、
その他類似の短かい持続時間電源を経て電力供給される
。このスイッチは数ピコ秒〜５０ＸＩＯ”秒代での期間
以内にターンオフされる。このスイッチについて得られ
たパルス出力は、無共振送信アンテナに送られ、そこか
ら空間へ放射され、送信される。この送信信号の受信は
、パルス信号予期発生の間において検波を無効にするこ
とによって同期検波な行う受信器によって遂行される。

実施例 第１図において、先ず、送信器１０に関して、基本周波
数としてｌ００ｆｆＺが発信器１２によって発生される
。これは、典型的には、１００ｆｆｚで方形パルスを出
力する従来の回路構成を有する水晶制御発振器である。

このパルス信号は４分割分周器１４に印加され、その出
力端子からは、２５　ＫＨｚ　、　Ｏ−５Ｊ’の第４図
の波形Ａを有する方形波信号として発信される。以下に
おいて、第４図に示した波形を指示する場合、すべて文
字符号で指示し、“第４図″を略することにする。分局
器からの出力は一般送信信号として、かつ電源１６への
入力として用いられる。

電源１６は、制御型であり、２５　ＫＨ２で発信する送
信器１０の出力部１ｇに非干渉ベースで３００１７直流
偏倚電圧を与えるものである。

１／４分周器１４の出力は信号ベースとして用いるもの
で、それ自体は、コンデンサ２０を介してパルス位置変
調器２２に印加される。この変調器２２はその入力部に
抵抗２４およびコンデンサ２６からなるＲＣ回路を備え
、ここで、入力方形波が波形Ｂに示されるほぼ三角形波
に変形され、そして抵抗２５を横切って比較器２ｇの非
インバート入力に印加される。この非インバート入力に
はまた、直流バイアス電源３０の＋５Ｖ端子２９からコ
ンデンサ２７によってろ過された選定ないし基準電圧が
抵抗３２を経て印加される。かくして、例えば、非イン
バート入力には、正に（図では上方に）偏倚された波形
Ｃの三角波が実際土埃われる。

比較器２８の実導電レベルは、マイクロホン３４からコ
ンデンサ３６を経て、次いで抵抗３７を横切って、比較
器２８のインバータ入力に印加されるオーディオ信号に
よって決定される。

なお、インバータ入力も電源３０から抵抗３８を経て、
抵抗３２を横切って偏倚電圧を受けている。この偏倚電
圧の重畳したオーディオ信号は波形りを示す。このよう
に入力は重畳される結果、比較器２８の出力は、三角波
信号４０（波形Ｅ）が変調波４２より高い値である時は
、正の飽和レベルに上昇し、他方、変調波４２の方が三
角波信号４０より大きい時は、負の飽和レベルに低下す
る。比較器２８の出力信号は波形Ｆで示される。

本例の場合、本発明者等は、比較器２８の出力の負の前
縁または後縁（波形Ｆ）４４を用いることに関心がある
もので１．「この後縁の現れる時点が信号変調の関数と
して変化する」ことに注目すべきである。波形Ｆにおけ
るこのパルス後縁は、単安定マルチバイブレータ４６を
トリガー、即ち’　ｏｎ　’　ｒｎｏｒＬｏにするもの
で、単安定マルチバイブレータ４６は約５０ＸＩＯ−９
秒の“Ｏｎ”時間全有し、その出力は、波形Ｇに示され
る。

説明上から、関係する各波形の適切な前縁または後縁は
適正に整列しているけれども、他方、パルス幅と間隔（
破線で示しであるが、間隔は４０μｓである）は、スケ
ールにおいては無関係である。従って、波形Ｇのパルス
の前縁が時間的に（波形Ｆ）後縁４４と一致しており、
また波形Ｇのパルスとの間の平均時間内での前縁位置は
、比較器２８へのオーディオ変調信号入力の関数として
変化する。

単安定マルチバイブレータ４６の出力は、ダイオード４
ｇを経て、抵抗５０を横切り、ＮＰＮトランジスタ５２
のベースに入力される。トランジスタ５２は、トリガー
増幅器として働くもので、そのコレクタに、通常、抵抗
５４（例えば、１．５　ＫＱ　）　ｔ”／ｉＬテ、５Ｖ
％源３０（Ｄ＋５Ｖ端子２９から偏倚電圧を受ける。こ
のコレクターは、約ｏ、＋ｍｆ　のキャパシタンスを有
するコンデンサ５６を経て接地されるが、これにより全
バイアス電位が、トランジスタを横切って、短かいター
ンオン間隔、５０ＸＩＯ−９秒間、現れ得る。トランジ
スタ５２の出力側は、そのエミッタがトリガー変圧器６
０の一次巻線５ｇを経て接地される。トリガー変圧器６
０の二次巻線６２および６４は、それぞれ独立して、電
力出力部１８の各トランジスタ６６または６ｇ（いずれ
も、ＮＰＮアバランシェダイオード、ないしは、アバラ
ンシェモードで動作スる）のペース−エミッタ間に配置
される。図では、二次巻線が２本の場合全示しであるが
、適宜、１本でも、２本以上でも良い。

アバランシェモードで動作する両トランジスタ６６およ
び６８は、大抵は、１金属を持つ’ｌＮ２２２２型で、
″ｏｎ″にトリガーされる時、それ等の抵抗は低下して
（例えば、それぞれ約３０Ω）、この状態はコレクタ電
流が通電を遮断するに十分に低下するまで（数μＡにて
）維持される。各トランジスタ６６．６８のコレクター
エミッタ回路は互いに直列に接続される。電１ｉ１１６
からは、ろ波コンデンサ７２を横切り、抵抗７４を経て
、＋　３００　Ｖのバイアスが、各トランジスタ６６．
６８のコレクタに印加されると共に、並列結合される遅
延ライン群ＤＬの一端にも印加されている。遅延線群Ｄ
Ｌは、５１〜Ｓ、の三部から成る場合を図示しであるが
、典型的には、５〜１ｏ部から成るものが用いられる。

各線はＲＧ５Ｂ型の同軸ケーブルで構成され・約３ＸＩ
Ｏ”秒パルスを完全にもたらすのに必要な約３インチ長
さである。図示のように、抵抗７４からの正入力電位は
、各遅延線の中心導電体へ接続され、そして外側導電体
群は接地されている。抵抗７４は、５０ｆΩ代であって
、遅延各線ＤＬが、約ｌＸｌ０”−’秒内にチャージさ
れ得るように選定される。分圧抵抗７１．７３は、各々
典型的には１ｍすΩで相等しく、両トランジスタ６６．
６８間で、負荷平衡機能を果す。各遅延線ＤＬは、両ト
ランジスタ６６．６８がターンオフにある期間中、即ち
、入力パルスと入力パルスとの間の期間中、３００　Ｆ
のバイアスを受ける。両トランジスタ６６．６８への各
入力が、トリガーパルスによって′″ｏｎ”にトリガー
されると、両トランジスタは、０．５　Ｘ　Ｉ　Ｏ””
秒内で通電し始め、そして、それ等の特徴であるアバ２
ンシエモードで動作する時、それ等にかかる低電圧降下
のために、約＋２（１’が出力抵抗７ｇ、例えば５０Ω
、を横切るパルスとじて現れる。

重要なことは、このパルスのターンオン、即ち、パルス
前端が、両トランジスタ６６．６ｇの各入力に印加され
るトリガーパルスによってもたらされると共に、パルス
後端が、遅延線群ＤＬの放電時間によって決定されるこ
とである。

この方法により、また、遅延線群の長さおよびＱの選択
によって、形状の良い、非常に短い、すなわち３×１０
　秒代で、かつピークが約３００　Ｆであるパルスが発
生される。ターンオフに応じて、遅延線群が、次のトリ
ガーパルスの到着以前に、抵抗７４を通して再チャージ
される。後に明らかになるであろうように、出力部１８
は構造が極めて簡単で、全く安価な回路素子群から構成
されており、例えば、両トランジスタ６６．６８は、約
０．＋２８で入手可能である。

出力部１８の出力は、抵抗７８を横切って現れ、同軸ケ
ーブルｇｏを経て時間範囲形成ろ波器８２に供給される
が、このろ波器は、符号化信号または認識符号として出
力に選定署名するのに役立つ。また別に、ろ波器８２は
、このような安全対策が、必要でないと考えられる場合
、省略されて良いが、このことを示すために、スイッチ
８６を備えたバイパス・ラインＳ４が図示されている。

ろ波器８２の信号出力、または出力部１８からの直接出
力が、同軸ケーブル８ｇを経て、ジイスコーン・アンテ
ナ９０、即ち無共振アンテナへ印加される。この型のア
ンテナは、その遮断周波数、これはサイズの関数である
、より高いすべての信号、例えば、比較的小ユニットの
場合、約５０　ＭＨｚ以上の信号を発信する。いかなる
事象にも、アンテナ９０は、広幅スペクトル信号、この
１例は、波形Ｈの時間範囲内で見られる、を発信するも
ので、波形Ｈは、ろ波器８２が用いられておれば、その
成形効果と、成る程度、ジイスコーン・アンテナ９０の
それとの複合物である。。

ジイスコーン・アンテナ９０の出力は、典型的には、不
連続空間を越えて送信されて、典型的には、第２の場所
における同様な受信器９６のジイスコーン・アンテナ９
２によって受信されよう。送信のために、波形が若干ゆ
がむかも知れないけれども、説明上から、受信した波形
は、波形Ｈの複製であると仮定することにする。

受取った信号は広帯域増幅器９４によって増幅されるが
、これは、送信信号の範囲にわたって広帯域周波数応答
を有している。ろ波器８２が送信器１０に用いられる場
合には、相応的に構成されたろ波器９８が用いられよう
。整合ろ波器が用いられない場合の説明として、ろ波器
９８の入力および出力を接続するスイッチ１００を図示
してあり、これを閉じることによって、ろ波器９８が側
路されることを指示しである。整合ろ波器を使用してい
ないと仮定し、波形Ｈの増幅複製としての広帯域増幅器
の出力が波形Ｉにて図示されている。いずれの場合も、
抵抗１０１を横切って現れる。

信号波形Ｉは、同期検波器＋０２に印加される。

この検波器は、基本的には、アバランシェトランジスタ
１０４および可調節の単安定マルチバイブレータ１０６
との２個の機能ユニットを備える。

単安定マルチバイブレータ１０６は、アバランシェトラ
ンジスタ１０４のエミッタとグランドとの間に接続され
たエミッタ抵抗１１０から駆動される。アバランシェト
ランジスタ１０４は、可変電圧、例えば１００〜＋３（
１’、の直流源１１２から、可変抵抗１１４、例えば＋
００にΩ〜ＩＭΩを経てバイパスを受ける。遅延ライン
１１６は、トランジスタ１０４のコレクタとグランド間
に接続されて、トランジスタ１０４のための有効動作バ
イパスを供するもので、後述するように、通電期間と通
電期間との間でチャージが行なわれる。

次に、チャージ間隔が起ると仮定すると、アバランシェ
トランジスタ＋０４は、ろ波器９８から、抵抗１０１を
横切ってアバランシェトランジスタ１０４のペースに印
加される信号によって“０ル”切換え、即ちトリガーさ
れる。さらに、このトリガーが、単安定マルチバイブレ
ータ１０６のＱ出力、波形Ｊ、の高くなることによって
可能であると仮定しよう。トリガーが起るや、アバラン
シェトランジスタ１０４の通電により、エミッタ抵抗１
１０を横切る上昇電圧（波形Ｋ）が生じ、この電圧のた
めに単安定マルチバイブレータ１０６がトリガーし、そ
の結果、同バイブレータ１０６の出力Ｑが低下する。こ
れにより、ダイオード１０８が通電し、その結果、アバ
ランシェトランジスタ１０４への入力が効果的に短絡す
る。この現象は、入力信号（波形Ｉ）の正の前端から２
　Ｘ　Ｉ　Ｏ″〜２０ＸＩＯ−９以内に起る。トランジ
スタ１０４０通電期間は、遅延ライン１１６のチャージ
容量によって精密に設定される。１２″のＲ０５Ｂ同軸
ケーブルからなる遅延ラインを用い、かつ約１１ｏｒの
チャージ電圧でもって、この通電期間が、例えば約２Ｘ
ＩＯ”秒に設定される。１〜２５断面の同軸ケーブルで
、長さが０．２５“〜３００“の各種であるものが用い
られ、ｏｎ−ｔｉｍｅ　　における好適な変動が得られ
る。

単安定マルチバイブレータ１０６は調節可能で、その調
節により、バイブレータ１０６が高い値に戻るべきスイ
ッチング時点を選定された時刻にセットすることが可能
で、これに続いて、既述のようにバイブレータ１０６は
トリガーされる。

これが起ると、ダイオード１０８が再びブロックされ、
従ってアバランシェトランジスタ１０４のベース入力に
対する短絡状態が除かれ、トランジスタ＋０４は到来信
号に対し感応性になる。この現象は、例えば波形Ｊの時
点Ｔ１で起る。単安定マルチバイブレータ１０６による
スイッチング以前の遅延期間は、アバランシェ増幅器１
０４としての感応性の回復が、有意な信号の起るのが予
期される直前である時点Ｔ、で起るようにセットされる
。注目されるであろうが、これは、波形Ｉの信号パルス
の発生直前になるだろう。かくして、有意な信号のため
に、２５ＫＨｚの繰返し率でもって、既述のように、単
安定マルチバイブレータ１０６は、Ｑ出力を、約４０μ
秒、即ち４０，０００　ｘ　ｌ　Ｏ−９秒の期間後に、
低い値から高い値へ切換えるように設定されよう。入力
パルスの正の部分の幅が僅かに約２０ＸＩＯ−”秒であ
ることを考慮すると、上記時間の大部分の間は、同期検
波器１０２が不感である。感応性の窓（ｗｉｎｄｏｗ）
が、両時点ＴＩ〜Ｔ７間に存在するとして図示されてお
り、かつ単安定マルチバイブレータ１０６を常法通りの
タイミング調節によって持続時間について調整可能であ
る。この調整は、典型的には、最初、信号を急速にロッ
キングするのに十分な窓を与えるためにかなり広く行な
われ、その後は、最高圧縮比を目ざしたより挟い窓を与
えるように行なわれる。

アバランシェトランジスタ１０４は、出力信号として、
一定幅をもち、前縁が変調の関数として変化する一連の
パルス（波形Ｋ）を発生する。

これにより、１種のパルス位置変調の存在を知り得るも
ので、このパルスは、エミッタ抵抗１１０を横切り、ト
ランジスタ１０４のエミッタから活性型の低域ろ波器１
１７へ供給される。この変動するパルス信号は、低域ろ
波器１１７にて、ペース帯域インテリジェンス信号に変
換復調されて、次いでオーディオ増幅器１１９へ印加さ
れ、増幅される。この増幅器！１９の出力は、ここに図
示したような音声送信を仮定した場合、拡声器１２０へ
印加されて裏声される。インテリジェンス信号以外のも
のである場合は、その時の変調に適合した復調が行われ
れば良い。

以上の受信器９６は特に同調について２つの特徴、即ち
感度および窓持続時間を有することに注目すべきである
。感度は、可変電圧源１１２の調節によって調整され、
そして信号′″Ｌｏｃｋｏｎ”は、上述のように、単安
定マルチバイブレータ１０６の高出力状態の期間を同調
することによってもたらされる。典型的には、この期間
は、当該の位置変調信号パルスについての脱線（ｅｘｃ
ｕ、ｒｒｉｏｎ　）範囲を捕えるのに必要な最小値に調
節されることにな−ろう。

第３図に、受信器９６に用いられる別糧の検波器（符号
？　＋２２　）　’に図解した。この検波器は、４個の
整合ダイオードＤ、−Ｄ、からなるリング復調器１２４
によって一種の同期信号検波が行なわれる。即ち、概略
説明すると、抵抗１０１を横切つて現れて、その入力端
子′″１”に印加される信号でもって、単極の信号段（
ｓｉｇｒＬａｌ　ｔｈｒｏｗ）スイッチ、即ち簡単に云
えばゲート、として働く。このゲートを通過した出力は
″′ｏ＃端子に現れ、コンデンサ１１３を介し、抵抗１
１５を横切って、復調機能を有する活性型の低域ろ波器
１１７の入力に印加される。リング復調器１２４は、第
４図の波形りにおいて鎖線で指示されたパルスＰＧによ
ってゲートを開かれ、そして端子Ｇを横切って印加され
る。かくして、パルスＰＧが、電圧制御発撮器（ＶＣＯ
：　１２７　）によって制御サレル単安定マルチバイブ
レータ１２６ニよって発生される。ＶＣＯ＋２’ｌは、
波形りの実線で示された到来信号の平均率との同期が行
なわれるように制御機能を果す。この制御のために、リ
ング復調器１２４からの出力電圧は、抵抗１２８を通り
、次いでＶＣＯＩ２１の制御入力に接続された（平均化
）コンデンサ＋３０を横切ってＶＣＯ１２７に印加され
る。かくしてＶＣＯＩ２７からの制御された信号周波数
出力が単安定マルチバイプレーグ１２６の入力に供給さ
れ、そこからゲート開きパルスＰＧが出力される。この
パルスは、図示のように矩形波で、選定パルス幅（典型
的には、２〜２０・１０−９秒）を有し、この選定は送
信されたパルスのタイム変調によって行なわれる。単安
定マルチバイブレータ１２６の出力は、パルス変圧器１
３２の一次巻線に印加され、そして同変圧器の二次巻線
はリング復調器１２４のゲート端子Ｇと結合する。ダイ
オード１３４は変圧器１３２の二次巻線と並列に接続さ
れて、もしこのダイオードの接続が無ければ、単安定マ
ルチバイブレータ１２６のパルス出力が変圧器１３２へ
印加されるために起るであろう負変換を効果的に防止す
る機能を果す。このようにして、ゲート開き用パルスＰ
Ｇは、その接続時間中、導電性であるリング復調器１２
４のすべてのダイオードにバイアスを印加し、これによ
って信号入力を端子“１”から端子＠０”へゲートを通
過させる働きをする。上述のように、この信号入力は、
コンデンサ１１３を経て、かつ抵抗１１５を横切って低
域ろ波器１１７の入力に印加される。

検波器１２２の機能は、ゲート開きパルスｐＧの制限以
内で現れる入力信号（第４図の波形りを有す）部を低域
ろ波器１１７に印加するものである。ゲート開きパルス
ｐＧのタイム位置はＶＣＯＩ２１のパルス出力のタイミ
ングによってセットされ、次いでＶＣＯ＋２７の出力率
はコンデンサ＋３０を横切って現れるＶＣＯ１２１への
電圧入力によって決定される。コンデンサ１３０は、復
調されるべき最低変調周波数に対応するよりごく小さい
時定数を有するように選ばれる。従って、ＶＣＯ１２７
の出力パルス率は、ゲーテインクパルスＰＧのパルス位
置を、変調中に誘導された入力信号（波形Ｈ内の実線で
図示）のタイム位置に変えないようなものである。結果
として、復調器１２４を通してゲート通過する信号の平
均値が、その信号に本来印加される変調の関数として変
化することになる。この平均値は、低域ろ波器１１７を
通過させることによって、振幅型インテリゼンス信号へ
変換される。次いで、既に述べたように、オーディオ増
幅器１１９によって増幅されてから、拡声器１２０によ
って再生される。

発明の効果 上述したところから、本出願人が安価なかつ実用的な広
帯域通信システムを提供したことを認識されよう。この
システムは、アバランシェモードのゲート作用トランジ
スタで、遅延ラインからチャージされたものを併用して
おり、かつ変調によって誘導された可変位置パルスが印
加されると、ｌ　Ｘ　Ｉ　Ｏ″〜３　Ｘ　Ｉ　Ｏ−９の
幅を有する可変位置パルスを出力する。これにより、も
ちろん、約５０＆サイクルで始まり、５００Ｍサイクル
代まで延びる広スペクトルが生じ得る。

従って、例えば、５０００Ｈｚのオーディオ周波数でも
って、この信号を送信すべく放射されるエネルギーは、
はとんど信じられないほどの１００．０００倍も伝播さ
れる。結果として、従来の制限帯域幅信号と干渉はほぼ
除去される。このようなシステムの有効性を示す例とし
ては、なお、アバランシェモードの２０−セント、トラ
ンジスタを用いるとして、オーディオ変調、オーディオ
前縁変調パルスが、約２８０Ｆのピーク電力を有する出
力として印加される。２００　ｆｔの距離で信号を受取
った場合、この信号は、５０オーム負荷に対し、約ＩＶ
のピーク電圧を有していた。現実に、受信するのに必要
な電力レベルは、約数！であることが分り、このため、
この電力レベルについての有効範囲はかなりの大きさで
ある。

同時に、受信点に設置したスペクトル分析器からは、い
かなる信号の存在も、従って、他のサービスとの干渉の
可能性も認められなかった。

実際、送信された信号のスペクトル分布から見て、標準
信号、例えば５　ＫＨｚ幅信号と干渉するかも知れない
信号レベルは、アンテナ位置にて２．８μＷ代にある。

この種の送信が、通常のそれと比較して優れた１つの点
は、上述の例におイテ、電力が、１，０００，０００　
ｘ　Ｉ　Ｏ−９秒毎ニノみ、実質的に３　Ｘ　Ｉ　Ｏ−
９秒の期間現れることに注目すれば説明がつく。従って
、３３，０００　：　ｌの自然電力比を有する。その場
合、実質的にそのパルス幅でその信号に対する傾聴期間
を制限することによって、受信器の回路は、小さい窓内
におけるパルス出現に関するのみで良い。従って、全体
にわたる信号／騒音比は極めて大である。

さらに、極めて多数の使用者が、僅かに異なる操返し率
の使用でもって、順応可能であり、かつこれが、パルス
タイミングの不連続様式によって発展することが予期さ
れるべきである。アナログ様式にせよ、ディジタル様式
にせよ用いて良く、例えば、変調パルスベースの小幅振
動（ｒＬｉｔｈｅｒｉｎｇ　）を、受信端に設置して使
用される類似または補助的な小幅振動でもって行なわれ
得る。実際、複雑性のほとんど無い、極めて信頼度の高
い通信が、この種の送信の存在についての一般智識を有
する受信者に対して行なうのでありさえすれば達成され
得る。以上の他、レーダやモーション・デテクタへの応
用はほとんど無制限であり、典型的には、信号統合（ｓ
ｉｇｎａｌｉｒＬｔすＴαｔｉｏｎ　）の場合の要求で
ある（この要求は、しばしば起る）遅延無しの検波を可
能にするものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、拡張スペクトル送信器の概略ブロック回路構
成図、第２図は本発明による拡張スペクトル受信器の概
略ブロック回路構成図、第３図は第２図に示した同期検
波器の別型の概略ブロック回路構成図、および第４図は
第１図および第２図に図示した回路系の各部における信
号波形を示したものである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、選定された時間間隔で現れる再発生パルスを出力す
   るパルス発生手段、インテリジエンス信号発生源、およ
   び上記パルス発生手段おより上記インテリジエンス源と
   に反応性で、各パルスの前縁が時間位置においてインテ
   リジエンス信号の関数として変化するパルス列を出力す
   る変調手段とから成る無線送信器と、 上記変調手段の上記出力に反応性である制御信号インプ
   ツト、バイアスインプツト、および切換り電力アウトプ
   ツトとを備え、切換り電力アウトプツトへの電力のＯＮ
   ／ＯＦＦ切換えを行なうアバランシエ半導体スイツチ手
   段と、 １×１０＾−＾１＾２秒〜５０×１０＾−＾９秒の遅延
   をもたらす遅延線、および上記遅延線に接続して上記パ
   ルス列のパルス間の上記遅延線にチャージするための遅
   延線チャージング手段とを備えた上記バイアスインプツ
   トに接続された直流バイアス源と、 上記切換り電力アウトプツトに接続され、この切換り電
   力アウトプツトから受取つた信号を空間を通して送信す
   るための無共振アンテナを備えた送信アンテナ手段と、 上記送信アンテナ手段から送信信号を受信して、送信さ
   れたパルス信号に反応して電気パルスを出力する無共振
   アンテナと、上記受信アンテナ手段の出力に反応して受
   信パルスを増幅する増幅手段と、上記増幅手段の出力に
   反応する信号インプツトを有し、上記受信手段によつて
   受取られるパルス発生の平均時間と一般に合致する時間
   の再発生窓以内において現れる信号に応じて信号を出力
   する信号感知ウインドイング手段と、上記時間窓の発生
   時間に現れる受信された信号に不感である手段とを備え
   た同期検波手段と、上記検波手段の出力を上記インテリ
   ジエンス信号の複製信号に変換する信号変換手段と、上
   記信号変換手段の出力に反応して上記インテリジエンス
   信号を再生する信号再生手段とを備えた無線受信器を具
   備した広帯域無線送信システム。 ２、上記アバランシエ半導体スイツチ手段が、上記切換
   り電力アウトプツトをエミツタと共通グランドとの間に
   備え、上記制御信号入力としてペースを備え、さらにバ
   イアスインプツトとしてコレクタを備えた共通のエミツ
   タ構成において接続されたアバランシエトランジスタを
   少なくとも１個備えたものである、特許請求の範囲第１
   項に記載のシステム。 ３、上記チヤージ手段が、上記半導体スイツチ手段のア
   バランシエ電位と等しいか、または高い電圧の直流電源
   を備え、 上記バイアスインプツトと上記切換え電力アウトプツト
   とが共に第１端子および第２端子とを備え、並びに 上記チヤージ手段が、さらに、上記第１端子と上記直流
   電源との間に接続された抵抗を備え、上記直流電源がア
   バランシエ半導体スイツチ手段を横切る電圧を実質的に
   ゼロに降下させるような値を有するものである、特許請
   求の範囲第１項に記載のシステム。 ４、上記送信アンテナ手段の無共振アンテナが上記端子
   と上記直流電源との間で接続設置されたものである、特
   許請求の範囲第３項に記載のシステム。 ５、上記遅延線が、平行に接続された１〜２５本を有し
   、長さが０．２５″〜３００″である同軸ケーブルを備
   え、各同軸ケーブル内側の導電体の一端が上記コレクタ
   に接続され、上記同軸遅延線の外側導電体が接地され、
   上記内側導電体の反対端が開放端となつている、特許請
   求の範囲第２項に記載のシステム。 ６、上記アバランシエ半導体手段が、上記送信アンテナ
   手段に接続されたエミツタを有するトランジスタを備え
   たものである、特許請求の範囲第３項に記載のシステム
   。 ７、上記スイツチ手段が、少なくとも２個のアバランシ
   エトランジスタを備え、これ等トランジスターのコレク
   ターエミツタ回路に抵抗が直列接続され、そして電力ア
   ウトプツトが上記トランジスタの１つのエミツタに接続
   され、さらに上記直流バイアス源が上記レジスタと、上
   記アバランシエトランジスタの別の１つのコレクタ間に
   接続されたものである、特許請求の範囲第６項に記載の
   システム。 ８、上記同期検出手段が、上記増幅手段のアウトプツト
   に接続された信号インプツトを備えると共に、最後に挙
   げた上記アバランシエトランジスタの信号出力の前縁発
   生に反応して、上記の再発生する時間窓間の選定された
   期間中、上記アバランシエ検波器の入力を無効化する可
   調節ゲート手段を備えたものである、特許請求の範囲第
   １項に記載のシステム。 ９、上記同期検出手段が、 ゲートインプツト、信号インプツト、および上記同期検
   波手段のアウトプツトを有する信号アウトプツトとを備
   えたリング復調器と、 上記リング復調器手段の上記出力の平均出力に反応して
   、上記リング復調器手段の信号出力の平均率に相当する
   周波数でパルスを出力する電圧制御発振器手段と、並び
   に 上記電圧制御発振器手段の出力に反応性であり、上記の
   再発生時間窓を規定する選定持続期間を有する上記復調
   器手段にゲート入力パルスを印加するゲート手段 を具備した特許請求の範囲第１項に記載のシステム。 １０、上記ゲート手段が、 上記電圧制御発振器手段に接続されたインプツトとアウ
   トプツトとを備える単安定マルチバイブレータと、 上記単安定マルチバイブレータのアウトプツトと上記リ
   ング復調器の上記ゲートインプツトとの間に接続配置さ
   れたパルス変圧器 を具備する特許請求の範囲第９項に記載のシステム。 １１、上記信号変換手段が活性型低域ろ波器を備えたも
   のである、特許請求の範囲第１項に記載のシステム。 １２、再発生パルス列を発生するパルス発生手段と、 アバランシエ半導体スイツチ手段を“ｏｎ”に切換える
   ための上記パルス発生手段の出力、バイアス電力入力、
   および切換り電力出力に反応して、上記切換り電力出力
   に電力ｏｎ／ｏｆｆ切換えを行なう制御信号入力手段を
   備えたアバランシエ半導体スイツチ手段と、 １×１０＾−＾１＾２秒〜５０×１０＾−＾９秒の遅延
   を有する遅延ラインと、上記遅延ラインに接続されて上
   記パルス列のパルス間に上記遅延ラインをチヤージする
   遅延ラインチヤージ手段とを備え、これにより上記スイ
   ツチ手段が上記パルス発生手段の上記出力によつて“ｏ
   ｎ”に切換えられ、かつ上記遅延ラインからの電力の枯
   渇によつて“ｏｆｆ”に切換えられるものである上記バ
   イアス電力インプツトに接続された直流バイアス源と、 上記切換り電力アウトプツトおよび送信媒体とに接続さ
   れて、上記切換り電力アウトプツトと上記送信媒体との
   間を信号結合させるカツプリング手段と、 広帯域増幅手段を備え、上記送信媒体からの送信を受取
   ると共に、受信した信号の関数である信号を出力する無
   線受信手段 を具備した広帯域送信システム。 １３、上記カツプリング手段が広帯域アンテナを備え、
   かつ上記送信媒体が上記アンテナを間隔を置いて囲周す
   るものである、特許請求の範囲第１２項に記載のシステ
   ム。