JPS6213115A - デジタル分波フイルタ - Google Patents
デジタル分波フイルタInfo
- Publication number
- JPS6213115A JPS6213115A JP61155228A JP15522886A JPS6213115A JP S6213115 A JPS6213115 A JP S6213115A JP 61155228 A JP61155228 A JP 61155228A JP 15522886 A JP15522886 A JP 15522886A JP S6213115 A JPS6213115 A JP S6213115A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- frequency
- digital
- signal
- low
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は請求範囲１の上位概念によるデゾタ ″
ル分波フィルタに閃する。
ル分波フィルタに閃する。
従来技術
デジタルデータ受信装置の実現のための態様、手段が、
例えば雑誌ＮＴＺ第６６部（１９８３）、第１２巻第８
０６頁〜第８０８頁に記載されており、ここでは自Ｅｉ
ｎ ｄｉｇｉｔａｌｅｒ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｆｕ
ｒ １ｉｑｕｄｉｅｔａｎｔ ａｂｇｅｔａｓｔｅｔｅ
ＦＭ−ｓｉｇｎａｌｓ ’の表題のもとてデジタルＦ
Ｍ復調方法が記述されている。雑ｉＪ ＩＥＥｍｉ Ｔ
ｒ＆ｎｓ、 Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃ０Ｍ−２
９（１９８１）、第７巻、第１０６１頁、並びに、雑誌
ＮＴＺ第３７部（１９８４年）、第７巻、第４１４頁に
は同様にデータ受信装置の構成に使用され得るデジタル
零点通過デテクタが記述されている。前述の方法は実現
の際比較的大きな回路コストを生じさせる。
例えば雑誌ＮＴＺ第６６部（１９８３）、第１２巻第８
０６頁〜第８０８頁に記載されており、ここでは自Ｅｉ
ｎ ｄｉｇｉｔａｌｅｒ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｆｕ
ｒ １ｉｑｕｄｉｅｔａｎｔ ａｂｇｅｔａｓｔｅｔｅ
ＦＭ−ｓｉｇｎａｌｓ ’の表題のもとてデジタルＦ
Ｍ復調方法が記述されている。雑ｉＪ ＩＥＥｍｉ Ｔ
ｒ＆ｎｓ、 Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃ０Ｍ−２
９（１９８１）、第７巻、第１０６１頁、並びに、雑誌
ＮＴＺ第３７部（１９８４年）、第７巻、第４１４頁に
は同様にデータ受信装置の構成に使用され得るデジタル
零点通過デテクタが記述されている。前述の方法は実現
の際比較的大きな回路コストを生じさせる。
発明の目的
本発明の課題とするところはデジタル分波フィルタ音用
いてデータ受信装置を実現する手段であって、回路コス
トをできるだけ小さくし得るデジタル分波フィルタを提
供することにある。
いてデータ受信装置を実現する手段であって、回路コス
トをできるだけ小さくし得るデジタル分波フィルタを提
供することにある。
発明の構成
上記課題は請求範ｖ！１１の上位概念によるデジタル分
波フィルタにおいて、その特徴事項の構成要件により解
決される。
波フィルタにおいて、その特徴事項の構成要件により解
決される。
有利な実施例を請求範囲２に記載しである。
可能な適用例によればデータ伝送は例えば移動電話の場
合、ＦＦ５Ｋ （Ｆａｓｔ Ｆｒｅｑｕｅｎａｙ Ｓｈ
ｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）すなわち、１２００Ｂａ（ボー）
のデータを可能にする変調方式を用いて行なわれる。
合、ＦＦ５Ｋ （Ｆａｓｔ Ｆｒｅｑｕｅｎａｙ Ｓｈ
ｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）すなわち、１２００Ｂａ（ボー）
のデータを可能にする変調方式を用いて行なわれる。
例えばｆＴ＝ １２００ Ｈ２（分離ないしカットオフ
周波数）を有する信号（符号）列はロジック“１１の状
態に相応し、それに適合して、１％倍の周波数ｆｚ−１
８００Ｈｚ（信号周波数）はロジックａＯ“の状態に相
応する。データ受信の際のエラーレートをできるだけ小
さくするにはデータ受信装置に対する次の要求が課せら
れる。
周波数）を有する信号（符号）列はロジック“１１の状
態に相応し、それに適合して、１％倍の周波数ｆｚ−１
８００Ｈｚ（信号周波数）はロジックａＯ“の状態に相
応する。データ受信の際のエラーレートをできるだけ小
さくするにはデータ受信装置に対する次の要求が課せら
れる。
使用されるフィルタの直線位相性（一定の群伝播時間）
が通過域にて且それの境界にて確保されていなければな
らない。異なる走行時間に等 よってインクロナス（へ時性）ひずみが生じることとな
る。フィルタのわずかな立上シ時間、ひいてはわずかな
ステップ（歩進）ひずみ、巡回 速なζ期引込が確保されている必要があり、また、大き
な垂直方向のアイ開度か与えられている必要があり従っ
て、ＡＭノイズ（振幅変調）及び雑音に対して比較的影
響受は難いようになっていなければならず、更に、大き
な水平方向のアイ開度及び零点通過部が或個所に存在す
る必要がある、それというのはデータ受、信装置に後置
接続された判別器の判別器タイミングが零点通過部を介
して同期されるからである。さらに、零線に関して１つ
の対称的アイが生じる必要もある、それというのは伝送
区間（無線領域）によっては一定の入力レベルが与えら
れないからである。レベルに依存する一零線オフセット
ーによりそのま＼ではレベルに依存しての判別器閾値が
必要とせられることとなる。その実現が例えばプロセッ
サを用いて行なわれる場合プロセッサ負荷をわずかにす
ることも必要である。
が通過域にて且それの境界にて確保されていなければな
らない。異なる走行時間に等 よってインクロナス（へ時性）ひずみが生じることとな
る。フィルタのわずかな立上シ時間、ひいてはわずかな
ステップ（歩進）ひずみ、巡回 速なζ期引込が確保されている必要があり、また、大き
な垂直方向のアイ開度か与えられている必要があり従っ
て、ＡＭノイズ（振幅変調）及び雑音に対して比較的影
響受は難いようになっていなければならず、更に、大き
な水平方向のアイ開度及び零点通過部が或個所に存在す
る必要がある、それというのはデータ受、信装置に後置
接続された判別器の判別器タイミングが零点通過部を介
して同期されるからである。さらに、零線に関して１つ
の対称的アイが生じる必要もある、それというのは伝送
区間（無線領域）によっては一定の入力レベルが与えら
れないからである。レベルに依存する一零線オフセット
ーによりそのま＼ではレベルに依存しての判別器閾値が
必要とせられることとなる。その実現が例えばプロセッ
サを用いて行なわれる場合プロセッサ負荷をわずかにす
ることも必要である。
ソノ際そのプロセッサ負荷とは２つのサンプリング点間
での実行可能な命令の最大個数に関する、２つのサンプ
リング点間の処理すべき命令の個数のことである。また
、ごくわずかな所要メモリロケーション（記憶場所）（
ＲＡＭ（ｉ数ＲＯＭ、プログラムＲＯＭ）で済ませられ
ることも必要である。
での実行可能な命令の最大個数に関する、２つのサンプ
リング点間の処理すべき命令の個数のことである。また
、ごくわずかな所要メモリロケーション（記憶場所）（
ＲＡＭ（ｉ数ＲＯＭ、プログラムＲＯＭ）で済ませられ
ることも必要である。
実施例
次に図示の実施例を用いて本発明を詳述する。
第１図のブロック接続図には参照番号１で示ス入力側に
は所謂アンティーアリアシングーローパスフィルタ８が
後置接続されておシ、このローパスフィルタにはＡ−Ｄ
変換器９が後続し ゛ている。要するにローパスフィル
タ８は周期的減衰凹陥部を阻止するために用いられる。
は所謂アンティーアリアシングーローパスフィルタ８が
後置接続されておシ、このローパスフィルタにはＡ−Ｄ
変換器９が後続し ゛ている。要するにローパスフィル
タ８は周期的減衰凹陥部を阻止するために用いられる。
Ａ−Ｄ変換器９の後方にて信号が既にデジタル形式で入
力信号θ（１）として送出される。特別な入力信号は０
１（ｔ）及びｅ２（ｔ）で示す。各信号に対して第１経
路（第１図中人で示す）及び第２経路（ｆｉ’ １図中
Ｂで示す）が設けられている。経路Ａ中には例示として
“１２００Ｈｚ−経路−が示されており、経路Ｂ中に【
工”１８０Ｑ Ｈｚ−経路１が示されている。両経路中
にはＢｐｌ、 ＢＦ２で示すバンドパスフィルタ３，４
が設けられており、これらは夫々パルス応答ｈＢＰ。
力信号θ（１）として送出される。特別な入力信号は０
１（ｔ）及びｅ２（ｔ）で示す。各信号に対して第１経
路（第１図中人で示す）及び第２経路（ｆｉ’ １図中
Ｂで示す）が設けられている。経路Ａ中には例示として
“１２００Ｈｚ−経路−が示されており、経路Ｂ中に【
工”１８０Ｑ Ｈｚ−経路１が示されている。両経路中
にはＢｐｌ、 ＢＦ２で示すバンドパスフィルタ３，４
が設けられており、これらは夫々パルス応答ｈＢＰ。
（ｔ ’） 、 ｈＢＰ２（ｔ ）を有する。それの出
刃側には信号ｂ］（ｔ ） ｌｂ２ （ｔ ）が現われ
る。バンドパスフィルタ３．４には２乗回路５．５′が
つづいてお勺、このことによりシンボリツクに表わされ
て藝るように信号ｂ１（ｔ ） ＋ ｂ２（ｔ）が第１
、第２人力例？介して、乗算路で示す２乗回路５，５′
に供給される。２乗回路５は０１（１）で示す出力信号
を送出し、−万、２乗回路５′はＣ２（ｔ ）で示す出
力１Ｈ号を送出する。これら割出力信号は加算器６に供
給される。この加算器にて負符号で示すのは減算動作過
程が行なわれるということである。加算器６の出力信号
は、（１）で示され、ひきつづいてローパスフィルタ７
（ＴＰ）ＴｈＩ＆過する。このローパスフィルタはパル
ス応答”ｒｐ （ｔ ） ｋ有する。ローパスフィルタ
７の出力側には出力信号８Ｌ（１）が現われる。この出
力信号は判別器部（２） ｖｃ供給されこの判別器部は
ベースバンド信号ａ（ｔ）の零点通過を介して判別器タ
イミング（クロック）？同期化し、情報を送出する。こ
の判別器部の構成はここでは詳述する必要はない、それ
というのは本発明の理解には重要でないからである。
刃側には信号ｂ］（ｔ ） ｌｂ２ （ｔ ）が現われ
る。バンドパスフィルタ３．４には２乗回路５．５′が
つづいてお勺、このことによりシンボリツクに表わされ
て藝るように信号ｂ１（ｔ ） ＋ ｂ２（ｔ）が第１
、第２人力例？介して、乗算路で示す２乗回路５，５′
に供給される。２乗回路５は０１（１）で示す出力信号
を送出し、−万、２乗回路５′はＣ２（ｔ ）で示す出
力１Ｈ号を送出する。これら割出力信号は加算器６に供
給される。この加算器にて負符号で示すのは減算動作過
程が行なわれるということである。加算器６の出力信号
は、（１）で示され、ひきつづいてローパスフィルタ７
（ＴＰ）ＴｈＩ＆過する。このローパスフィルタはパル
ス応答”ｒｐ （ｔ ） ｋ有する。ローパスフィルタ
７の出力側には出力信号８Ｌ（１）が現われる。この出
力信号は判別器部（２） ｖｃ供給されこの判別器部は
ベースバンド信号ａ（ｔ）の零点通過を介して判別器タ
イミング（クロック）？同期化し、情報を送出する。こ
の判別器部の構成はここでは詳述する必要はない、それ
というのは本発明の理解には重要でないからである。
ｆｌに分ｍ（ない１．カットオフ）周波数、ｆ２は信号
（符号）周波数である。要するにバンドパスフィルタ３
は分離周波数ｆｌＫ調整されてオリ、−万、バンドパス
フィルタ４は信号周波数で２に調整されている。入力信
号θ（１）は先ず、周波数ｆ１ないしｆ２にｍ軒された
２つのバンドパスフィルタ３．４を介して通過しひきつ
づいて両経路にてベースバンドへの変換のために２乗化
される。それにひきつづいて、両信号Ｃ１（ｔ ）、Ｃ
２（ｔ ）が、相互に減算され、ひきつづいてローパス
フィルタ７（ＴＰ）によシ高調波を取除かれる。時間連
続的な場合におけると異なって、ＡＭｆ調されたノイズ
（ＦＭ変調された信号に重畳されている）は時間離数的
場合は振幅制限器（リミッタ）によって抑圧されない。
（符号）周波数である。要するにバンドパスフィルタ３
は分離周波数ｆｌＫ調整されてオリ、−万、バンドパス
フィルタ４は信号周波数で２に調整されている。入力信
号θ（１）は先ず、周波数ｆ１ないしｆ２にｍ軒された
２つのバンドパスフィルタ３．４を介して通過しひきつ
づいて両経路にてベースバンドへの変換のために２乗化
される。それにひきつづいて、両信号Ｃ１（ｔ ）、Ｃ
２（ｔ ）が、相互に減算され、ひきつづいてローパス
フィルタ７（ＴＰ）によシ高調波を取除かれる。時間連
続的な場合におけると異なって、ＡＭｆ調されたノイズ
（ＦＭ変調された信号に重畳されている）は時間離数的
場合は振幅制限器（リミッタ）によって抑圧されない。
デジタル１ｇ号の制限が行なわれると、−万では情報損
失、ひいては付ＩＩＩ的に判別器タイミング（クロック
）再生の際の不確笑性が付加的に生じること全怠味し、
極端な場合は−１−ビット１−分解能？意味することと
なる。他方では低いサンプリング周波数例えば１０．８
ＫＨｚ の仮サンプリング系の場合に問題が起こり得る
、即ち振幅クリッピング（スライング）によシ、１／、
で生じる高周波スペクトル成分が発生されこれは有効帯
域内に畳込まれる（アリアシング）おそれがある。従っ
て、ベースバンド帯域への変換Ｙｃは整流器、つまり絶
対値（大きさ）形成回路でなく、２乗回路（この回路で
はたんに周波数倍周が行なわれる）が用いられる。
失、ひいては付ＩＩＩ的に判別器タイミング（クロック
）再生の際の不確笑性が付加的に生じること全怠味し、
極端な場合は−１−ビット１−分解能？意味することと
なる。他方では低いサンプリング周波数例えば１０．８
ＫＨｚ の仮サンプリング系の場合に問題が起こり得る
、即ち振幅クリッピング（スライング）によシ、１／、
で生じる高周波スペクトル成分が発生されこれは有効帯
域内に畳込まれる（アリアシング）おそれがある。従っ
て、ベースバンド帯域への変換Ｙｃは整流器、つまり絶
対値（大きさ）形成回路でなく、２乗回路（この回路で
はたんに周波数倍周が行なわれる）が用いられる。
付加的に、両バンドパスフィルタ３．４の伝達関数が、
２乗回路５，５′と共に次のように相互に調整される、
即ち今や、信号８（ｔ）ｋ成形し上方スペクトル成分を
抑圧するローパスフィルタＴを要するように相互に調整
される。その場合ｐ−パスフィルタ７はその選定上両バ
ンドパスフィルタ３．４に合せてローパスフィルタ７の
出力側に次のような等しいパルスが生じるように調整さ
れていることを要する、即ち信号（符号）周波数ｆ１な
いしカットオフ（分離）周波数ｔ２２有し且夫々１つの
信号（符号）長の持続時間を有する信号振動波列で入力
側励振の際相互に逆向きの同じ（等しい）パルスが生じ
このパルスの先行、後行振動が時間的に瞬接する信号（
符号）の判別時点で零点通過を有するように調整されて
いることを要する。
２乗回路５，５′と共に次のように相互に調整される、
即ち今や、信号８（ｔ）ｋ成形し上方スペクトル成分を
抑圧するローパスフィルタＴを要するように相互に調整
される。その場合ｐ−パスフィルタ７はその選定上両バ
ンドパスフィルタ３．４に合せてローパスフィルタ７の
出力側に次のような等しいパルスが生じるように調整さ
れていることを要する、即ち信号（符号）周波数ｆ１な
いしカットオフ（分離）周波数ｔ２２有し且夫々１つの
信号（符号）長の持続時間を有する信号振動波列で入力
側励振の際相互に逆向きの同じ（等しい）パルスが生じ
このパルスの先行、後行振動が時間的に瞬接する信号（
符号）の判別時点で零点通過を有するように調整されて
いることを要する。
どのようにフィルタ全実現できるか（工それ自体公知で
あり、従って、第１図の回路の構成にはそれ自体公知の
任意のデジタルフィルタを使用できる。デジタルフィル
タのなかで特別な種類のものとして公知のように所謂ト
ランスバーサルフィルタがあシ、第２図に例として次数
３のフィルタが示しである。要するにバンドパスフィル
タ３，４及びローパスフィルタ７＋ｓｍ２図のように構
成され相互に調整されて、前述の条件を充１足する。
あり、従って、第１図の回路の構成にはそれ自体公知の
任意のデジタルフィルタを使用できる。デジタルフィル
タのなかで特別な種類のものとして公知のように所謂ト
ランスバーサルフィルタがあシ、第２図に例として次数
３のフィルタが示しである。要するにバンドパスフィル
タ３，４及びローパスフィルタ７＋ｓｍ２図のように構
成され相互に調整されて、前述の条件を充１足する。
第２図に示スフィルタ（ニドランスパーサルフィルタな
いし非巡回形フィルタと称される。このフィルタは所定
のようにカスケードされた、遅延時１１４１ Ｔ 全方
する３つの遅延素子から成る。
いし非巡回形フィルタと称される。このフィルタは所定
のようにカスケードされた、遅延時１１４１ Ｔ 全方
する３つの遅延素子から成る。
入力側から信号、（１）が入力供給されこの信号は出力
側から信号ｙ（ｔ）となって送出される。図示されてい
るのは信号 ｗ（ｔ ） 、 ｗ（ｔ−Ｔ） 、 ｗ（ｔ−２Ｔ）
、 ｗ（ｔ−３Ｔ） ｌであり、この信号は夫々評価器
ＩＬｏ ”−ｔ’３に介して、１＋１で示された加算器
に供給される。例′えばそのようなフィルタの係数が何
んらかの対称特性を充足する場合、直線的位相特性に対
する要求を考慮することができる。
側から信号ｙ（ｔ）となって送出される。図示されてい
るのは信号 ｗ（ｔ ） 、 ｗ（ｔ−Ｔ） 、 ｗ（ｔ−２Ｔ）
、 ｗ（ｔ−３Ｔ） ｌであり、この信号は夫々評価器
ＩＬｏ ”−ｔ’３に介して、１＋１で示された加算器
に供給される。例′えばそのようなフィルタの係数が何
んらかの対称特性を充足する場合、直線的位相特性に対
する要求を考慮することができる。
バンドパスフィルタ３．４及びローパスフィルタ７の実
現は次のように行なうことができる。
現は次のように行なうことができる。
両バンドパスフィルタ３，４は周波数領域にて最適化に
より次のように相互に調整される、即ち分離（カットオ
フ）周波ｖｉｆ１ないし信号（符号）周波数ｆｓｃ例で
は１２００Ｈ２ないし１８００Ｈｚ）で且両者の場合に
おいて１つの信号（符号）長の持続時間で入力側サイン
パルス励振の際加算器出力側６におけるスペクトルがＯ
Ｈｚ〜２ ｆＮ（１２００Ｉ（Ｚ ＝ナイキスト周波数
の２倍周波）の領域にて一致するように相互に調整され
る。後置接続のローパスフィルタ７ ｋ′ｉ１．２ Ｋ
Ｈｚ ｋ上回る高周波スペクトル成分を抑圧しスペクト
ルｋ ｔＮ＝ ６００ Ｈｚのナイキスト周波数に関し
て１つの広幅ナイキストスペクトルに対して点対称的に
スペクトル？成形する上記ナイキスト周波数には半分の
ボーレートのパルス持続時間を有する１：１のパルス列
の基本周波数が対応する）。ナイキストスペクトルに所
属する（対応する）時間関数を工ｓｉｎ ｘ ／ ｘ−
関数のようにすべての先行及び後行の判別時点にて零点
通過部を有する。本例の場合２乗回路のため個別励振の
直線的重器が行なわれない（非直暇性システム）が、有
利な立上シ特性に基づき、計算が示すように、サインパ
ルス列での励振の際のパルスクロストークが無視できる
ほどにわずかである。
より次のように相互に調整される、即ち分離（カットオ
フ）周波ｖｉｆ１ないし信号（符号）周波数ｆｓｃ例で
は１２００Ｈ２ないし１８００Ｈｚ）で且両者の場合に
おいて１つの信号（符号）長の持続時間で入力側サイン
パルス励振の際加算器出力側６におけるスペクトルがＯ
Ｈｚ〜２ ｆＮ（１２００Ｉ（Ｚ ＝ナイキスト周波数
の２倍周波）の領域にて一致するように相互に調整され
る。後置接続のローパスフィルタ７ ｋ′ｉ１．２ Ｋ
Ｈｚ ｋ上回る高周波スペクトル成分を抑圧しスペクト
ルｋ ｔＮ＝ ６００ Ｈｚのナイキスト周波数に関し
て１つの広幅ナイキストスペクトルに対して点対称的に
スペクトル？成形する上記ナイキスト周波数には半分の
ボーレートのパルス持続時間を有する１：１のパルス列
の基本周波数が対応する）。ナイキストスペクトルに所
属する（対応する）時間関数を工ｓｉｎ ｘ ／ ｘ−
関数のようにすべての先行及び後行の判別時点にて零点
通過部を有する。本例の場合２乗回路のため個別励振の
直線的重器が行なわれない（非直暇性システム）が、有
利な立上シ特性に基づき、計算が示すように、サインパ
ルス列での励振の際のパルスクロストークが無視できる
ほどにわずかである。
第３ａ図、第３ｂ図及び第４ａ図、第４ｂ図に対して下
記の考察が該当する。
記の考察が該当する。
第３ａ図、第３ｂ図の入力側励振パルスθ１（１）、、
２（１） ｅｌ（ｔ）＝ｒｅｃｔ（ｔ／１８）・５ｉｎ（２πｒ１
ｔ）ｅｌ（ｔ）＝ｒｅｏｔ（ｔ／ｌ ）・ａｉｎ（２π
ｆ２ｔ）ｆ１＝１２００Ｈｚ カットオフ周波数ｆｇ
”＝１８００Ｈｚ ｔｓ ” １／１２００ Ｂａ（ボー）ステップ（エレ
メント）長を基礎とし且それのスペクトル１Ｅｌ（ｆ）
ｌ。
２（１） ｅｌ（ｔ）＝ｒｅｃｔ（ｔ／１８）・５ｉｎ（２πｒ１
ｔ）ｅｌ（ｔ）＝ｒｅｏｔ（ｔ／ｌ ）・ａｉｎ（２π
ｆ２ｔ）ｆ１＝１２００Ｈｚ カットオフ周波数ｆｇ
”＝１８００Ｈｚ ｔｓ ” １／１２００ Ｂａ（ボー）ステップ（エレ
メント）長を基礎とし且それのスペクトル１Ｅｌ（ｆ）
ｌ。
＋Ｅｚ（ｒ）＋は第４ａ図、第４ ｂ 図に示ｆ ヨウ
Ｉｃ（簀コンボリューション演算子） を基礎とすれば、加算器６の後に下記のようにスペクト
ルが得られる（第１図参照）。
Ｉｃ（簀コンボリューション演算子） を基礎とすれば、加算器６の後に下記のようにスペクト
ルが得られる（第１図参照）。
５（ｆ） ＝ ０１（ｆ） −０２（ｆ）但し
（３）Ｃｒ（ｆ）”Ｂｒ
（ｆ）＊Ｂｒ（ｆ）−ＩＪ（Ｈｐ、（ｆ）’Ｅｒ（ｆ）
］＋ ［Ｈ）３ｐ、（ｆ）’＆（ｆ）Ｊｒ＝１．２に対
して、カットオフ周波数ないし信号周波数のもとての励
振 なお、第４ａ図、第４ｂ図中白丸と黒丸のつながりは時
間領域から周波数領域への移行に対する数学的表現を示
す。
（３）Ｃｒ（ｆ）”Ｂｒ
（ｆ）＊Ｂｒ（ｆ）−ＩＪ（Ｈｐ、（ｆ）’Ｅｒ（ｆ）
］＋ ［Ｈ）３ｐ、（ｆ）’＆（ｆ）Ｊｒ＝１．２に対
して、カットオフ周波数ないし信号周波数のもとての励
振 なお、第４ａ図、第４ｂ図中白丸と黒丸のつながりは時
間領域から周波数領域への移行に対する数学的表現を示
す。
後置接続のローパスフィルタ７は（第１図の例において
）はぼ１．２ＫＨ２１からの比較的高周波のスペクトル
成分を抑圧する。したがってスペクトル上の均一性はほ
ぼ１．２ＫＨ２までの領域においてしか必要でない。
）はぼ１．２ＫＨ２１からの比較的高周波のスペクトル
成分を抑圧する。したがってスペクトル上の均一性はほ
ぼ１．２ＫＨ２までの領域においてしか必要でない。
有媚の最適化に関して１（ｆ）の計算に必要な、式ｆ２
１ 、 ＋３１から示された畳み込み（コンボリューシ
ョン）演算が、幾つかの少数の周波数個所においてのみ
行なわれ得る。第４ａ図、第４ｂ図にて個別パルスの絶
対値（大きさ）スペクトル１Ｅ１（ｆ）ｌ及びＩＦ５（
ｆ）ｌ全考察すれば、明らかに３００ Ｈ２の周波数配
列△ｆで十分である。
１ 、 ＋３１から示された畳み込み（コンボリューシ
ョン）演算が、幾つかの少数の周波数個所においてのみ
行なわれ得る。第４ａ図、第４ｂ図にて個別パルスの絶
対値（大きさ）スペクトル１Ｅ１（ｆ）ｌ及びＩＦ５（
ｆ）ｌ全考察すれば、明らかに３００ Ｈ２の周波数配
列△ｆで十分である。
従って、コンボリューション（畳み込み）は４つの周波
数個所にてのみ行なわれ、その際Ｂ（、ｒ）のそのつど
９つのスペクトル成分のみ（３００Ｈｚ 、 ６００
Ｈｇ１・＝ ・” ２７００ Ｈｚ ）が考慮される。
数個所にてのみ行なわれ、その際Ｂ（、ｒ）のそのつど
９つのスペクトル成分のみ（３００Ｈｚ 、 ６００
Ｈｇ１・＝ ・” ２７００ Ｈｚ ）が考慮される。
３００ Ｈ２を下回る人カスベクトルのスペクトル成分
はバンドパスフィル３ （ＢＰｌ） ＊４ （ＢＰ ２
）＆Ｃ！−’）テ抑圧され、２７００Ｈｚｉ上回るスペ
クトル成分は無視され得る、それというのはその領域で
はバンドパスフィルタは阻止作用をするからである。
はバンドパスフィル３ （ＢＰｌ） ＊４ （ＢＰ ２
）＆Ｃ！−’）テ抑圧され、２７００Ｈｚｉ上回るスペ
クトル成分は無視され得る、それというのはその領域で
はバンドパスフィルタは阻止作用をするからである。
第３ａ図、第３ｂ図に示すように関数ｅｘ（ｔＬｅ２（
ｔ）で励振？行なう場合バンドパスフィルタの選定ない
し設泪は次のように行なわれる。
ｔ）で励振？行なう場合バンドパスフィルタの選定ない
し設泪は次のように行なわれる。
即ち加算器６の出刃側におけるスペクトル日１（ｆ）、
５２（ｆ）が等しい大きさになるように行なわれる。ま
た、°他方の経路中の最小のエネルギ１が生ぜしめられ
るように回路設計することも可能である。
５２（ｆ）が等しい大きさになるように行なわれる。ま
た、°他方の経路中の最小のエネルギ１が生ぜしめられ
るように回路設計することも可能である。
ｅｌ（ｔ）ないしｅ２（ｔ）で久方側励振（第６＆図、
第３ｂ図）の場合、有効チャネル全弁してはできるだけ
多くのエネルギ（Ｃ’（ｆ）のスペクトル零成分）が、
これに反して他方のチャネルを介してはできるだけわず
かなエネルギが伝送されるようにする必要がある。従っ
て最適化のための目柿（ｎｒ ｋｊＪ） ｇ’Ａ数は次
のようになる。
第３ｂ図）の場合、有効チャネル全弁してはできるだけ
多くのエネルギ（Ｃ’（ｆ）のスペクトル零成分）が、
これに反して他方のチャネルを介してはできるだけわず
かなエネルギが伝送されるようにする必要がある。従っ
て最適化のための目柿（ｎｒ ｋｊＪ） ｇ’Ａ数は次
のようになる。
但しｕ−＝１．２ 励撮インデックス（カットオフ周
波数ないし信号周波数） Ｎ１ ノイズ成分 １２０［］−Ｈｚ経路Ｎ２
ノイズ成分 １８００−Ｈｚ経路Ｋｌ ＋ Ｋ２
重み付は係数 また交番（切換）列１：１のもとて大きなナイキスト成
分を達成することもできる。復調器入力側１にて１：１
の交番（切換）列の入力供給の際図示の例では加算器の
出力側におけるＢ（ｆ）のナイキスト成分（ｆＮ＝６０
０Ｈ”のもとて）は８（ｆ）の零成分に比してできるだ
け大である必要がある。これにより有利に、アイダイヤ
グラムが零線に関して対称的になる。さもなければ信号
レベルに依存する°零線オフセット″（無線伝送区間）
がそのまま生じることになると、判別器閾値を信号レベ
ルに依存して引込む必要が生じることとなる。
波数ないし信号周波数） Ｎ１ ノイズ成分 １２０［］−Ｈｚ経路Ｎ２
ノイズ成分 １８００−Ｈｚ経路Ｋｌ ＋ Ｋ２
重み付は係数 また交番（切換）列１：１のもとて大きなナイキスト成
分を達成することもできる。復調器入力側１にて１：１
の交番（切換）列の入力供給の際図示の例では加算器の
出力側におけるＢ（ｆ）のナイキスト成分（ｆＮ＝６０
０Ｈ”のもとて）は８（ｆ）の零成分に比してできるだ
け大である必要がある。これにより有利に、アイダイヤ
グラムが零線に関して対称的になる。さもなければ信号
レベルに依存する°零線オフセット″（無線伝送区間）
がそのまま生じることになると、判別器閾値を信号レベ
ルに依存して引込む必要が生じることとなる。
更に図示の例では中心周波＃＆’Ｍ ＝ Ｌ ５ ＫＨ
２に関してのディスクリミネータ特性カーブの点対称及
び直線性経過並びに１２０ＤＨ＋（カットオフ周波数）
ないし１８００Ｈ２（信号周波数）のもとての同じ変位
を次の要件により得ようとする。
２に関してのディスクリミネータ特性カーブの点対称及
び直線性経過並びに１２０ＤＨ＋（カットオフ周波数）
ないし１８００Ｈ２（信号周波数）のもとての同じ変位
を次の要件により得ようとする。
ｍｉｔ ｔ１＝ １２００ Ｈｚカット、１７周波数ｆ
２ ＝ １８００ Ｈｚ信号周波数 Ｋ 重み付は係数 第５図及び第６図には周波数ｆに依存する、バンドパス
フィルタ３，４の減衰量’ＢＰ （バンドバスタフィル
タ３は破線で、４は実線で示されている）及びローパス
フィルタ１の減衰量ａＴＰが示しである。特性カーブか
ら明かなようにこれらのフィルタは具体的実現形態では
第２図にわかシ易くするため直接的に示したものより高
いフィルタ次数を有する。実施例ではバンドパスフィル
タ３ （ＢＰＩ ）及び４ （ＢＦ２ ）は次のように
足められている、即ちバンドパスフィルタ３に対しては
周波数１２ＤＤＨｚのもとで、また、バンドパスフィル
タ４に対しては周波数１８００Ｈ２のもとて減衰量が最
小になるように定められている。相応してローパスフィ
ルタ７も最適化され得る。
２ ＝ １８００ Ｈｚ信号周波数 Ｋ 重み付は係数 第５図及び第６図には周波数ｆに依存する、バンドパス
フィルタ３，４の減衰量’ＢＰ （バンドバスタフィル
タ３は破線で、４は実線で示されている）及びローパス
フィルタ１の減衰量ａＴＰが示しである。特性カーブか
ら明かなようにこれらのフィルタは具体的実現形態では
第２図にわかシ易くするため直接的に示したものより高
いフィルタ次数を有する。実施例ではバンドパスフィル
タ３ （ＢＰＩ ）及び４ （ＢＦ２ ）は次のように
足められている、即ちバンドパスフィルタ３に対しては
周波数１２ＤＤＨｚのもとで、また、バンドパスフィル
タ４に対しては周波数１８００Ｈ２のもとて減衰量が最
小になるように定められている。相応してローパスフィ
ルタ７も最適化され得る。
例えばパルスクロストークを回避するためローパスフィ
ルタ７はスペクトル８（ｆ）ｆｆｉナイキスト周波数ｆ
Ｎ＝６００ ＨｚＫ［してナイキストスペクトルＡ（ｆ
）（隣接せる判別時点での零点通過）に変換する。その
場合、オーバーシュートの迅速な時間的減衰（非直線性
システム）に鑑みてそれ自体公知の“ロールオフ１係数
ｒは１の近いところに位曾する必要がある。つまシ、ス
ペクトル日（ｆ）はできるだけ広幅の周波数領域（最大
２ｆＮ！！で）ＶＣでナイキストスペクトルに形成され
る。
ルタ７はスペクトル８（ｆ）ｆｆｉナイキスト周波数ｆ
Ｎ＝６００ ＨｚＫ［してナイキストスペクトルＡ（ｆ
）（隣接せる判別時点での零点通過）に変換する。その
場合、オーバーシュートの迅速な時間的減衰（非直線性
システム）に鑑みてそれ自体公知の“ロールオフ１係数
ｒは１の近いところに位曾する必要がある。つまシ、ス
ペクトル日（ｆ）はできるだけ広幅の周波数領域（最大
２ｆＮ！！で）ＶＣでナイキストスペクトルに形成され
る。
阻止領域要件に関してローパスフィルタ７の場合下記の
ことに注意する必要がある。
ことに注意する必要がある。
ローパスフィルタＴは５（ｒ）の、２乗化の除虫じた高
周波スペクトル成分を抑圧するものである。これら成分
は特に明らかにカットオフ信号周波数の倍周の領域内に
現われる。ちなみにローパスフィルタ７は周波数零のも
とて減衰量零ｃｌＢを有するように構成されている。
周波スペクトル成分を抑圧するものである。これら成分
は特に明らかにカットオフ信号周波数の倍周の領域内に
現われる。ちなみにローパスフィルタ７は周波数零のも
とて減衰量零ｃｌＢを有するように構成されている。
第７ａ図、第７ｂ図には支障のない個別パルス励振の除
の復調器の特性が示しである。図中横軸として時間ｎＴ
が示され、縦軸は関数ａ１（ｔ）、＆２（ｔ）を示す。
の復調器の特性が示しである。図中横軸として時間ｎＴ
が示され、縦軸は関数ａ１（ｔ）、＆２（ｔ）を示す。
その場合励振は第３ａ図、第３ｂ図の個別パルスａ１（
ｔ） 、ｅ２（ｔ）で行なわれる。データ受信装置の出
力側におけるスペクトルをしらぺて明らかになったとこ
ろではオーバーシュートの迅速な時間的減衰が行なわれ
、ｒ＝０．９５の１０−ルオフー係数が生じる。
ｔ） 、ｅ２（ｔ）で行なわれる。データ受信装置の出
力側におけるスペクトルをしらぺて明らかになったとこ
ろではオーバーシュートの迅速な時間的減衰が行なわれ
、ｒ＝０．９５の１０−ルオフー係数が生じる。
支障のない個別パルス列、即ちテキスト伝送の際の特性
は同様に示され得る。第８肉には時間ｎＴに依存するア
イダイヤグラム、（１）が示しである。
は同様に示され得る。第８肉には時間ｎＴに依存するア
イダイヤグラム、（１）が示しである。
アイダイヤグラムは個別パルス列で励振の際の立上り特
性及び減衰ひずみ全明示する。この個別パルス列はでき
るだけ次のように構成されるべきである、即ちその中に
、カットオフ周波数と信号周波数（ｆｌとｆ２）との曲
の移行組合せ周波が含まれているように構成されるべき
である。データ受信装置中に用いられているすべてのフ
ィルタかつ非巡回形である。１つのサンプリング値は有
限時間の後入力側から出力側への遅延カスケードを通過
する。個別パルスは１２００ポー（Ｂａ）のデータレー
ト及び１０８０Ｑ Ｈ２のサンプリング周波数のもとて
精確に９サンプリング時点の長さである。従って、十分
な長さの個別パルス列のすべての移行可能性が現われる
有限長さのテキストを生じさせるだけで事足りる。この
種テキスト（工擾似う、ンダムの周期的２進列を用いて
最も簡単に得られる。
性及び減衰ひずみ全明示する。この個別パルス列はでき
るだけ次のように構成されるべきである、即ちその中に
、カットオフ周波数と信号周波数（ｆｌとｆ２）との曲
の移行組合せ周波が含まれているように構成されるべき
である。データ受信装置中に用いられているすべてのフ
ィルタかつ非巡回形である。１つのサンプリング値は有
限時間の後入力側から出力側への遅延カスケードを通過
する。個別パルスは１２００ポー（Ｂａ）のデータレー
ト及び１０８０Ｑ Ｈ２のサンプリング周波数のもとて
精確に９サンプリング時点の長さである。従って、十分
な長さの個別パルス列のすべての移行可能性が現われる
有限長さのテキストを生じさせるだけで事足りる。この
種テキスト（工擾似う、ンダムの周期的２進列を用いて
最も簡単に得られる。
精確な零点通過及び大きな水平方向アイ開度にヨシ判別
器クロック（タイミング）再生の除の最小コストが可能
になる。零線に関してのアイ開度の対称性により、入力
レベルの変動の際にも零線が常に最適の判別器閾値を形
成するようになる。ローパスフィルタ設計の際の阻止物
性要求に基づきカットオフ周波数、信号周波数での持続
音変位の際にも出力信号のリップルが小さく保たれるよ
うになる。勿論、持続音変位の際の出力信号の対称性が
、大きな垂直方向アイ開度の同時維持下で得られないの
である。
器クロック（タイミング）再生の除の最小コストが可能
になる。零線に関してのアイ開度の対称性により、入力
レベルの変動の際にも零線が常に最適の判別器閾値を形
成するようになる。ローパスフィルタ設計の際の阻止物
性要求に基づきカットオフ周波数、信号周波数での持続
音変位の際にも出力信号のリップルが小さく保たれるよ
うになる。勿論、持続音変位の際の出力信号の対称性が
、大きな垂直方向アイ開度の同時維持下で得られないの
である。
復調器の別の有利な特性について説明する。
ローパスフィルタ出力信号の最初の零点通過の後復調器
は同期引込され得る、即ち最初の受信された信号の後で
も既に同期引込され得る。従って、長い開始テレグラム
は同期り１込に際して省かれ得、本来のデータ伝送が、
一層有効に構成され得る。
は同期引込され得る、即ち最初の受信された信号の後で
も既に同期引込され得る。従って、長い開始テレグラム
は同期り１込に際して省かれ得、本来のデータ伝送が、
一層有効に構成され得る。
発明の効果
本発明によればデジタル分波フィルタ音用いてデータ受
信装置を実現する手段であって、回路コストヲできるだ
け小さくし得るデジタル分波フィルタ全達成できるとい
う効果が奏される。
信装置を実現する手段であって、回路コストヲできるだ
け小さくし得るデジタル分波フィルタ全達成できるとい
う効果が奏される。
第１図は前置のＡ−Ｄ変換器と後置の判別器２を合せた
デジタル分波フィルタ？有する復調器の構成図、第２図
は夫々遅延時間Ｔ全方する３つの遅延素子を備えたデジ
タルフィルタであるトランスパーサルフィルタの実施例
の構成図、第３ａ図、第６ｂ図はサインパルス励振の際
の時間ｎＸＴに依存しての、カットオフ信号周波数の振
動波列ｅ１ （ｔ ）、θ２（ｔ）の特性図、第４ａ図
、第４ｂ図は第６ａ図、第３ｂ図のサインパルスによる
データ受信装置の励振の際の、周波数に依存してのスペ
クトルＥｌ（ｆ）、Ｅ２（ｆ）の絶対値の特性カーブ図
、第５図は周波数ｆに依存してのバンドパスフィルタ＆
ＢＰの減衰特性図、第６図は周波数ｆに依存してのロー
パスフィルタ７の減衰特性ａＴＰを示す図、第７ａ図、
第７ｂ図は第６ａ図、第５ｂ図の入力電圧８１ （ｔ
）、８ａ （ｔ ）での励振の際の出力パルス＆１（ｔ
）、ａ２（ｔ）の特性図、第８図は支障のない入力パル
ス列での励振の際の、時間ｎＴに依存してのアイダイヤ
グラム＆（ｔ）’ｅ示す特性図である。 １・・・入力９１１１．１４・・・バンドパスフィルタ
、５ 、５’・・・２乗１ｎｌ、８・・・ローパスフィ
ルタ、９・・・Ａ ／ Ｄ変換器、 ＦＩＧ ３ａ １「 ＦＩＧ ４ａ ！ ＦＩＧ ３ｂ ＦＩＧ４ｂ ：
デジタル分波フィルタ？有する復調器の構成図、第２図
は夫々遅延時間Ｔ全方する３つの遅延素子を備えたデジ
タルフィルタであるトランスパーサルフィルタの実施例
の構成図、第３ａ図、第６ｂ図はサインパルス励振の際
の時間ｎＸＴに依存しての、カットオフ信号周波数の振
動波列ｅ１ （ｔ ）、θ２（ｔ）の特性図、第４ａ図
、第４ｂ図は第６ａ図、第３ｂ図のサインパルスによる
データ受信装置の励振の際の、周波数に依存してのスペ
クトルＥｌ（ｆ）、Ｅ２（ｆ）の絶対値の特性カーブ図
、第５図は周波数ｆに依存してのバンドパスフィルタ＆
ＢＰの減衰特性図、第６図は周波数ｆに依存してのロー
パスフィルタ７の減衰特性ａＴＰを示す図、第７ａ図、
第７ｂ図は第６ａ図、第５ｂ図の入力電圧８１ （ｔ
）、８ａ （ｔ ）での励振の際の出力パルス＆１（ｔ
）、ａ２（ｔ）の特性図、第８図は支障のない入力パル
ス列での励振の際の、時間ｎＴに依存してのアイダイヤ
グラム＆（ｔ）’ｅ示す特性図である。 １・・・入力９１１１．１４・・・バンドパスフィルタ
、５ 、５’・・・２乗１ｎｌ、８・・・ローパスフィ
ルタ、９・・・Ａ ／ Ｄ変換器、 ＦＩＧ ３ａ １「 ＦＩＧ ４ａ ！ ＦＩＧ ３ｂ ＦＩＧ４ｂ ：
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、デジタル分波器であつて、例えばデータ受信装置に
用いられＡ−Ｄ変換器（９）を有し、デジタル信号はＡ
−Ｄ変換器（９）の後で、相応に配属されたデジタルバ
ンドパスフイルタ（３、４）により、第１経路（Ａ）と
第２経路（Ｂ）とに分解されこれら両経路（ＡＢ）は加
算器（６）を介して合成接続されており、該加算器にデ
ジタルローパスフイルタ（７）が後続するように構成さ
れているものにおいて、バンドパスフイルタ（３、４）
の各々に１つの２乗回路（５、５′）が後置接続されて
いることを特徴とするデジタル分波フイルタ。 ２、両バンドパスフイルタ（３、４）及びローパスフイ
ルタ（７）はそれの選定上相互に適合構成されており該
適合化構成は夫々１つの信号（符号）長の持続時間を有
し且つ信号（符号）周波数ｆ＿１及びカットオフ周波数
ｆ＿２を有する振動波列での入力側励振の際ローパルス
フイルタ（７）の出力側に相互に逆の等しいパルスが生
じ該パルスの先行、後行振動が、時間的に隣接する信号
の判別時点にて零点通過部を有するようになされている
特許請求の範囲第１項記載のデジタル分波フイルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3523841 | 1985-07-03 | ||
| DE3523841.0 | 1985-07-03 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6213115A true JPS6213115A (ja) | 1987-01-21 |
Family
ID=6274881
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61155228A Pending JPS6213115A (ja) | 1985-07-03 | 1986-07-03 | デジタル分波フイルタ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4726041A (ja) |
| EP (1) | EP0208982B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6213115A (ja) |
| AT (1) | ATE56573T1 (ja) |
| DE (1) | DE3674096D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100688827B1 (ko) * | 1999-10-29 | 2007-02-28 | 발레오 에뀝망 엘렉뜨리끄 모떼르 | 내연 기관용 시동기 |
Families Citing this family (36)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8719849D0 (en) * | 1987-08-21 | 1987-09-30 | British Telecomm | Fsk discriminator |
| ATE101308T1 (de) * | 1988-06-15 | 1994-02-15 | Siemens Ag | Digitale filterweiche. |
| US5420888A (en) * | 1992-05-21 | 1995-05-30 | International Business Machines Corporation | System and method for split phase demodulation of frequency shift keyed signals |
| US5345187A (en) * | 1992-09-11 | 1994-09-06 | Mcguire Ronald F | Dual frequency demodulation apparatus for frequency shift keyed (FSK) data signals and FM signals and method therefor |
| JP3120931B2 (ja) * | 1993-09-10 | 2000-12-25 | 松下電器産業株式会社 | 同期加算装置 |
| US5818296A (en) * | 1997-06-17 | 1998-10-06 | Hughes Electronics Corporation | FSK demodulator using goertzel's discrete fourier transform |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) * | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US7039372B1 (en) * | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6853690B1 (en) * | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6873836B1 (en) * | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US6879817B1 (en) * | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7110444B1 (en) * | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7082171B1 (en) * | 1999-11-24 | 2006-07-25 | Parkervision, Inc. | Phase shifting applications of universal frequency translation |
| US7292835B2 (en) * | 2000-01-28 | 2007-11-06 | Parkervision, Inc. | Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology |
| US7010286B2 (en) * | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7454453B2 (en) * | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US7010559B2 (en) * | 2000-11-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for a parallel correlator and applications thereof |
| US7072427B2 (en) * | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) * | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| TWI280690B (en) * | 2003-03-18 | 2007-05-01 | Tdk Corp | Electronic device for wireless communications and reflector device for wireless communication cards |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3858117A (en) * | 1973-01-29 | 1974-12-31 | Adar Inc | Radio teletype detector circuit |
| JPS5687827A (en) * | 1979-12-19 | 1981-07-16 | Fujitsu Ltd | Spectral analyzer |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3689844A (en) * | 1969-12-11 | 1972-09-05 | Bell Telephone Labor Inc | Digital filter receiver for frequency-shift data signals |
| US3803501A (en) * | 1972-11-17 | 1974-04-09 | Ibm | Frequency discriminator using digital non-recursive filters |
| US3921075A (en) * | 1973-01-29 | 1975-11-18 | Adar Inc | Radio teletype detector circuit |
| EP0080014B1 (de) * | 1981-09-26 | 1986-12-30 | Robert Bosch Gmbh | Digitaler Demodulator frequenzmodulierter Signale |
| DE3212054A1 (de) * | 1982-04-01 | 1983-10-06 | Blaupunkt Werke Gmbh | Digitaler demodulator |
| US4583048A (en) * | 1985-02-26 | 1986-04-15 | Rca Corporation | MSK digital demodulator for burst communications |
-
1986
- 1986-06-30 EP EP86108897A patent/EP0208982B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-06-30 AT AT86108897T patent/ATE56573T1/de not_active IP Right Cessation
- 1986-06-30 DE DE8686108897T patent/DE3674096D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-07-03 US US06/881,809 patent/US4726041A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-07-03 JP JP61155228A patent/JPS6213115A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3858117A (en) * | 1973-01-29 | 1974-12-31 | Adar Inc | Radio teletype detector circuit |
| JPS5687827A (en) * | 1979-12-19 | 1981-07-16 | Fujitsu Ltd | Spectral analyzer |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100688827B1 (ko) * | 1999-10-29 | 2007-02-28 | 발레오 에뀝망 엘렉뜨리끄 모떼르 | 내연 기관용 시동기 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4726041A (en) | 1988-02-16 |
| EP0208982A1 (de) | 1987-01-21 |
| ATE56573T1 (de) | 1990-09-15 |
| DE3674096D1 (de) | 1990-10-18 |
| EP0208982B1 (de) | 1990-09-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6213115A (ja) | デジタル分波フイルタ | |
| US3500215A (en) | Filter for bivalent pulse signals | |
| JP2982567B2 (ja) | 受信装置 | |
| US5263191A (en) | Method and circuit for processing and filtering signals | |
| KR20000052914A (ko) | 전송방법 및 그 방법의 실행을 위한 장치 | |
| US4616185A (en) | Multiplying circuit comprising switched-capacitor circuits | |
| CA1037874A (en) | Transmission system for pulse signals of fixed clock frequency | |
| US3019296A (en) | Phase stabilization of circuits which employ a heterodyne method | |
| JPS5870606A (ja) | Ｆｍ信号のデジタル復調器 | |
| US3261986A (en) | Digital code regenerative relay transmission system | |
| JPS60206248A (ja) | 伝送システム | |
| GB2029675A (en) | Circuit arrangement for generating sampling pulses for use in receiving stations of data transmission | |
| JP3428846B2 (ja) | 時間拡散ルートナイキストフィルタ | |
| KR101231739B1 (ko) | 선택적 주파수 위상변환기를 이용한 간섭신호 제거장치 및 간섭신호 제거방법 | |
| JPH05315998A (ja) | 伝送路歪の低減方法 | |
| US3502985A (en) | Regenerative repeater and phase regenerating circuit | |
| US20020196865A1 (en) | Cycle-by-cycle synchronous waveform shaping circuits based on time-domain superpostion and convolution | |
| JPS59147548A (ja) | デジタルラジオリンクの自動適応振幅等化装置 | |
| JPS642259B2 (ja) | ||
| US7096244B2 (en) | Digital filter and reference signal cancelling device and method using the same | |
| SU1552385A1 (ru) | Устройство передачи сигналов | |
| JPS6077556A (ja) | 干渉波除去法 | |
| SU1190535A2 (ru) | Устройство демодул ции сигналов относительной фазовой телеграфии,прошедших канал св зи с многолучевостью | |
| SU677118A1 (ru) | Устройство автокоррел ционного приема составных сигналов с эквидистантными частотами | |
| JP3079252B2 (ja) | 受信装置 |