JPS6188715A - デイジタル形保護リレ−の点検監視方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、ディジタル形保護リレーの点検監視方式、デ
ィジタルリレーの入力部の点検に際して使用されるディ
ジタル形保護リレーの点検監視方式に関するものである
。

〔発明の技術的背景〕

一般に、ディジタル形保護リレー（以下ディジタルリレ
ーと云う）は、系統の電気量をサンプリングした後、デ
ィジタル量にこれを変換し、マイクロコンピュータにて
ディジタル処理を行なうことによυリレー動作を行なう
ものである。

第９図はディジタルリレーの一般的構成図である。第９
図において、系統の電流、電圧入力データは補助変成器
１を介して入力し、フィルタ２により不要調波成分を除
去した後、サンプルホールド３により、一定のサンプリ
ング周波数でサンプリングされる。このサンプリングさ
れた電流、電圧データは、マルチブレフサ４によシ順に
選択されてＡ／Ｄ変換器５に送られ、ディジタル量に変
換される。

ＣＰＵ　６はＡ／Ｄ変換器５よシ出力される系統の電流
、電圧データのディジタル値をもとにして保護演算を行
ない、系統故障の検出及びトリラグ指令の出力等の保護
継電動作を行なう。

次に、第１０図にディジタルリレー入力部の点検方法と
して従来公知（例えば特開昭５６−４９６１８号）の方
法の一構成例を示す。第１０図において、７はＣＰＵ　
６からの点検指令Ｃによって入力を切換える入力切換器
、８は変電所所内電源等より、所定の値の点検用信号■
をつくシ出す点検用補助変成器を示す。そして通常の運
用状態時では、人力切換器７は入力端子ｒＵＪを選択し
て系統からの電流、電圧データＶ、Ｉをフィルタ２に対
して出力する。又、点検時はＣＰＵ　６は入力切換器７
に対して点検指令Ｃを出力し、点検端子を「Ｕ」からｒ
ＩＪに切換える。これによシフィルタ２の入力には既知
の大きさの点検用信号工が印加される。この点検用信号
Ｉは前述した手順により、フィルタ２、サンプルホール
ド３、マルチブレフサ４、Ａ／Ｄ変換器５によシ順次処
理され、最終的にＣＰＵにディジタルデータの形で出力
される。ＣＰＵ　６は前記各データよシ点検用信号工の
振幅値を演算し、予め設定されている点検用信号の大き
さと演算結果とが一致することを検証することによシ、
入力部の動作点検を行なう。

以上の方法により、系統の基本波成分（例として５０Ｈ
ｚまたは６０Ｈｚ）に対するディジタルリレ′　−入力
部の特性点検は問題なく行なうことができる。

〔背景技術の問題点〕

上記した方法にてフィルタの特性の変動の検出等、更に
精密な自動点検を行なう場合には、従来の基本波成分に
よる点検方式では不充分な面がある。

例として第１１図にフィルタを構成するコンデンサに容
量抜けが生じた場合の、フィルタ特性変化の一例を示す
。第１１図から明らかなように、上記不良の場合、高周
波領域における減衰度が低下するのに対し、基本波周波
数付近の減衰度はほとんど変化しない。したがって基本
波周波数による点検のみでは、異常の発見が不可能であ
り、歪波に対するリルー特性の悪化を点検により発見で
きない問題点があった。

〔発明の目的〕

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであ
り、ディジタルリレー入力部の高周波領域における特性
点検を高精度に行なえるディジタル形保護リレーの点検
監視方式を提供することを目的としている。

〔発明の概要〕

本発明ではディジタルリレー入力部の高周波数領域にお
ける特性変動を検出するために、高周波数の信号発振器
を点検監視用信号源として使用し、この点検監視用信号
の周波数ｆｉをディジタルリレー入力部のデータサンプ
リング周波数（データサンプリング数Ｍ）と特定の関係
、即ちｆｉ＝−Ｍ（Ｎ−１−ｙ）ｆｏ、但し、Ｎは自然
数、ｆｏは基本周波数、になるように選んで、点検監視
信号データのディ７クタル処理をしようとするものであ
る。

〔発明の実施例〕

以下図面を参照して実施例を説明する。第１Ｓは本発明
によるディジタルリレーの点検監視方式を説明する一実
施例構成図でちる。第１図において第１０図と同一部分
は同一符号を付して詳細説明を省略する。第１図におい
て、９は入力切換器７の麿検時入力端子ｒＩＪへ点検用
信号Ｉを出力する発振器でちり、発振器の発振周波数ｆ
ｉは、系統電気量の基本周波数を１０、前記電気量の１
周期内のデータ・サンプリング数をＭとしたとき、ｆｉ
＝Ｍ（Ｎ−１，）ｆｏ　但しＮはＯ以外の正の整数の値
とする。

以下第２図によりディジタルリレー入力部の高周波領域
における点検を行なう場合の作用を説明する。なお、第
２図はリレー入力部の入力信号が夫々系統の基本周波数
ｆ。の場合と、前記した点積信号周波数ｆｉ＝Ｍｃ１±
ｇ）ｆｏ＝１３ｆａ、（Ｎ２２、Ｍ＝１２）の場合のサ
ンプリング・データを示したものである。

ここで入力信号が基本波周波数ｆ０の信号の場合、サン
プリングは入力信号の所定の電気角（第２図の場合は３
０°間隔）で行なわれ、第２図（ａ）に示されるＳ、、
Ｓ２・・・Ｓｎのサンプリング値が得られる。これらの
サンプリング・データからは入力信号の振幅値を容易に
計算できることは公知である。即ち、第２図の例では、
各サンプリング・データの時間間隔が３０°であるとこ
ろから、例として下記（１）式のような公知の演算式に
より、サングルホールド３の入力信号の振幅値Ａ８を演
算できる。

この場合、基本周波数におけるフィルタの減衰率をり、
とすると、フィルタ入力信号の振幅は、Ａ　Ｆ　＝Ａ　
８　／Ｄ　６により表わされる。

Ａｌ１−８ｎ＋５ｎ−３・・・・・・（１）次に、入力
信号の周波数ｆｉが下記（２）式にしだがっている場合
について、第２図（ｂ）の波形をもとに説明する。

ｆｉ　＝Ｍ（Ｎ±１）ｆｏ　　　　　・・・・・・（２
）第２図（ｂ）において、Ｓ’ｌ　＋　Ｓ’２・・・は
夫々ｆｊ＝Ｍ（１＋Ｍ　ｆ　ｏでサンプリングした場合
のサンプリング・データを示す。

第２図（ｂ）において、入力信号の各サンプリング・デ
ータ間の電気角は、 ここでＮ２２．Ｍ＝１２とすると、 ３６０°（Ｎ４−−　）＝　３６０°＋３０°　　　・
・・・・・（３）となる。又、入力信号は繰返し波形で
あるから、（３）式の３６０°はＯｏと等価でアシ、結
果としてサンプリング・データＳ’ｌ　ｒ　Ｓ’２・・
・は、周波数ｆｉの入力信号全３０°毎にサンプリング
したデータと等しくなる。したがって入力信号が正弦波
の場合、サンゾルホールト°３の入力信号の振幅値Ａ′
は、前記（１）式にしたがって、 Ａ／、２＝　３　Ｉｎ２　＋　３　Ｉｎ−，２により演
算される。

又、周波数ｆｉにおけるフィルタ２の減衰度ｆ、Ｄｉと
すると、フィルタ入力信号の振幅値は、Ａ′Ｆ＝Ａｔ／
Ｉ）ｊで表わされる・ 以上の説明はＮ２２．Ｍ＝１２（３０°間隔サンプリン
グ）の場合について行なったが、ＮあるいはＭの値が異
なる場合についても全く同様に成り立つ。

又、ｆｉ−Ｍ（１−Ｍ）ｆｏの場合においても、サンプ
リング・データが擬似的に描く波形は、単に元の周波数
ｆ、の信号の信号波形に対し、電圧軸を中心とした対称
波形になるのみであシ、振幅値は（１）式により同様に
演算可能である。なお、入力信号の周波数は必ずしも厳
密に（２）式にしたがっている必要はない。（２）式か
らはずれるにしたがって振幅値の演算誤差が増加するが
、ある程度までは実用上充分な精度での振幅演算が可能
である。

次に、（２）式の条件を完全にはずれ、（１）式を含む
振幅演算式の使用が不可能となる場合について説明する
。

例として第２図（Ｃ）に入力信号の周波数を、ｆ／、＝
１ＯＮＭ（Ｎ＝　１　）とした場合のサンプル値を示す
・第２図（Ｃ）において、入力信号１１．に対するサン
プリングの電気角は、（３）式により Ｎ　ｆｏ となる。ここで、Ｎ２２とするとφ＝３６０°＝０°と
カシ、常に入力信号の同一の電気角における値をサンプ
リングすることになる。したがってサンプリング・デー
タは最初にサンプリングを開始した時点のサンプリング
値を、以後一定値として出力し続けることになり、振幅
値の演算は全く不可能となる。

以上、点検用信号の周波数を（２）式にしたがって選ぶ
ことにより、サンプリング周波数と同程度あるいはそれ
以上の周波数ｆｉの入力信号に対してサンプリング位相
と関係なく、基本波周波数ｆ０の場合と全く同様の演算
式で振幅を演算できることを示した。

次に上記特徴を利用し、入力部の点検を行なう方法につ
いて第１１図をもとに説明する。前述したように第１１
図はフィルタを構成するコンデンサの値が正規の値より
も減少した時のフィルタ特性の変動例を示す。第１１図
の例の場合、高周波数ｆｈにおける減衰度が正常時のＤ
ｈｌに対して特性変動時にはＤｈ２に減少している。し
たがってフィルタ入力に周波数の高い点検用入力信号を
印加し、その際のフィルタの出力信号の振幅演算値を、
既知である入力信号の大きさと比較することにより、フ
ィルタの高い周波数における減衰度の変＠を検出するこ
とができる。この場合、点検用信号の周波数を（２）式
のように選ぶことにより、点検時における周波数の高い
入力信号に対して、基本波周波数と同一演算式によシ振
幅演算が可能となシ、フィルタの特性変動を容易に計算
可能となる。なお上記した特性チェックは、必ずしも演
算値と点検用入力信号の比較を打力う必要はなく、単に
高い周波数の点検入力を印加したときのサンプリング・
データが、一定値以下であることを確認するのみでもよ
い。

以上のように点検用入力の周波数を前記値に選ぶことに
よυ、高周波における振幅値のσ算を基本波の場合と全
く同じ演算式によシ、容易かつ正確に行なうことができ
る。これによυフィルタの高周波数領域における特性を
精密に点検することが可能とな漫、構成素子の特性変動
等の不具合を早期発見し、リレー動作の信頼性を向上さ
せることかできる。

第３図は本発明の他の実施釣である。本実施例では入力
切換えを行なうことなく、点検入力を印加するものであ
る。第３図において第１図と同一部分については同一符
号を付して説明を省略する。

なお第３図では入力部の要部のみを示している。

第３図において、ｌＯは重畳回路であり系統電気量入力
及び点検用信号工を入力として両者の加算した値を出力
するものである。そして点検に際しては、図示しないＣ
ＰＵからの点検指令Ｃにより発振器９は前記した周波数
ｆ、の発生を開始し、点検用信号工を系統電気量に重畳
してリレー入力部に出力する。そこでリレー入力部は常
時の系統電気量と点検用信号工が重畳した入力量をサン
プリングする。

なお、通常は虚構の前後で系統電気量入力に大きな変化
がないと仮定できるので、ディノタルリレーのサンプリ
ング・データメモリーに記憶されている数サイクル前の
系統電気量入力のデータは、点検時の系統電気量入力デ
ータと等しいと考えることができる。したがって点検用
のサンプリング・データから数サイクル前のサンプリン
グ・データを減することにより、点検時に印加した点検
用信号成分のみを算出することができる。そして点検用
の入力信号は基本波よりも高い周波数ｆ、の信号である
ため、フィルタ２により所定の減衰を受けだ値がサンプ
リング値として入力されている。したがって上記の方法
で算出した点検用入力信号のサンプリング値の振幅を、
点検用入力信号の大きさ及びフィルタ２の周波数ｆｉに
おける減衰度より予想される振幅と比較することにより
、リレー入力部の点検が可能である。なお点検用入力信
号のサンプリング値の振幅は、点検用入力信号の周波数
ｆｉを前記（２）式にしたがって設定すれば、基本波周
波数の演算式と同一の演算式で容易に算出することがで
きる。

上記した第３図の実施例では点検用指令Ｃによって、短
時間のみリレー入力部に点検用入力を印加してリレー入
力部の点検を行なう方法であったが、常時点検用入力を
監視用信号として印加す、７Ｓようにしても良い。

即ち、定常時の系統電気量入力が小さく、はぼ零に近く
なる入力回路に対して、点検用入力を監視用信号として
常時印加し、入力部の特性変動の常時監視を行なおうと
するものである。この場合、監視用入力の周波数を充分
高く設定しておけば（（２）式においてＮ　＝　２以上
にとる）、フィルタの減衰特性のために監視用入力の成
分は無視可能な値となり、正常時における系統電気量と
監視用入力が合成された振幅演算結果はＯに近くなる。

一方、フィルタの異常時、特性変動によシ高い周波数成
分の減衰が減少すると、監視用信号のサンプリング値が
増加し、したがって振幅の演算結果が増加する。そこで
振幅の演算結果の常時監視を行なうことによシ、入力部
の特性変動を検出することが可能である。

なお、前記したように正常時においては、サンプリング
・データに含まれる監視用入力の成分はごく小さく、監
視用入力の重畳によるリレー動作値の変動は無視可能で
ある。

一方、定常時の系統電気量入力値が大きい入力回路につ
いては、３相入力量の平衡性を応用し７た絶対値入力監
視と組合せた方法を適用できる。ここで絶対値入力監視
は平衡３相入力において、各相の振幅値が等しいことを
監視するものである。

フィルタの減衰特性が正常な場合には、高い周波数を有
する監視用入力は各相とも同じように減衰されるために
、サンプリング・データは監視用入力の大きさに左右さ
れない。したがって絶対値入力監視では系統電気量のみ
の入力時と同じ判定結果が得られる。しかし３相の入力
フィルタの内、いずれかの特性が変動して減衰度が変化
した場合には、該描する相の振幅が増加するために３相
の振幅値に不揃が生じる。このため、絶対値入力監視に
より不良検出出力が出力されて、フィルタ特性の変動を
検出することができる。

以上の説明は３相入力の振幅値を比較することによシネ
良の検出を行なう、絶対値監視について述べたが、同様
の監視を零相監視についても行なうことができる。なお
、零相監視はデルタ入力量のベクトル和がＯになること
を応用して不良検出をするものであるが、各入力量に前
記の監視用人力を重畳することにより、正常時には入力
量のベクトル和＝０、フィルタ特性変動時にはベクトル
和実Ｏとなシ、不良の検出を行なうことができる。

そして零相監視の方法としては、この他零相電気量から
３相電気量のベクトル和を減じたものが０になることに
よシ入力部の不良を検出する方式もあるが、この場合も
上記の方式と同様の点検監視が可能である。

第４図は本発明による更に他の実施例である。

本実施例では点検用信号を正弦波以外の方形波とするも
のである。第４図において第３図と同一部分については
同一符号を付して説明を省略する。

第４図において９ａは方形波発振器であシ、点検指令Ｃ
によって制御され、周波数ｆ　、：　＝Ｍ　（Ｎ　＋、
）ｆ。

の点検用信号を発生する。方形波はディジタルリレーを
構成するディノタル回路で容易に発生できると同時に、
０Ｎ１０ＦＦ及び振幅値の制御が容易であり、点検用回
路を簡単化できる利点がある。

なお、正弦波以外の波形の場合、（１）式による振幅値
の正確な計算は不可能となるが、他の演算方式、例とし
て面積法や２値加算法によりい実用上充分な精度で振幅
値の演Ｘが可能である。その他の構成は第１図と同様で
ある。

第５図は本発明による更に他の実施例である。

本実施例では点検用信号を正方向にのみ振れるロジック
信号とし、しかもディジタルリレー内部から直接入力す
るものである。

即ち、点検用信号は正負両方向に振れる通常の方形波の
他、ＴＴＬ信号のように正のみしか振れないようなロジ
ック信号でも同様な点検が可能でおる。したがってディ
ジタルリレー内部のロジ、り信号のうち、点検用信号の
周波数条件に一致するものを選び、点検用信号として直
接入力しようとするものである。

しだがって重畳回路１０の点検用信号入力として、ＣＰ
Ｕ内部のロジック信号を直接印加して点検を行なうもの
である。なお、第５図ではＣＰＵ内部からのロジック信
号を直接印加する方式を示したが、これに限定されるも
のではなく、公知の分周素子を用い、高い周波数のクロ
ック信号から分周によりｆｉをつくることもできる。そ
の他の構成は第１図と同様である。

第６図は本発明による更に他の実施例である。

本実施例では点検用信号として複数の周波数を印加可能
としたものである。第６図において第５図と同一部分に
ついては同一符号を付して説明を省略する。そこで本実
施例では何種類かの周波数の信号を発生可能としておき
、各周波数に対する入力部の応答を調べることによシ、
よシ高精度の点検を行なうものである。第６図において
、１１は基準となる周波数を発生する発振器、１２は発
振器１１の出力を入力とし、外部より分周比が設定可能
な可変分周器を示す。したがって点検時、可変分周器１
２をＣＰＵ　６からの分周比設定信号Ｄによって所定値
に設定し、ｆ、＝Ｍ（Ｎ＋Ｈ）ｆｏを含む任意の周波数
の点検用信号を発生させて、重畳回路１０に印加し点検
を行なう。なおその他の構成は第１図と同様である。

第７図は本発明による更に他の実施例である。

本実施例ではマルチプレクサを用いて点検用信号を発生
させるものである。第７図において第５図と同一部分に
ついては同一符号を付して評明を省略する。第７図にお
いて、工３は正の基挙電圧Ｖ＋及び負の基準電圧Ｖ−を
入力とし、ＣＰＵ　６からの切換信号Ｓｉにしたがって
前記各入力電圧を重畳回路１０へ出力するマルチプレク
サを示す。々お点検時以外の常時はマルチプレクサ１３
は「０」を選択し、重畳回路１０へは信号を出力しない
。そして点検時には切換信号８７によってマルチプレク
サ１３を前記した（２）式の周波数ｆｉで切換えること
により、重畳回路ｌＯに対し、Ｖ＋、　Ｖ−の電圧をｆ
、の周波数で交互に出力する。これによりフィルタ２の
入力には周波数ｆｉｚ振幅Ｖ＋、　Ｖ−の点検用信号が
印加されることになシ、フィルタ２の点検が可能となる
。

第８図は本発明による更に他の実施例である。

本実施例では重畳回路を用いずばマルチプレクサによっ
て直接フィルタに接続するものでおる。

第８図において第７図と同一部分については同一符号を
付して説明を省略する。

第８図において、マルチプレクサ１３はＣＰＵ　６から
の切換信号Ｓ７によって制御され、常時はｒＵＪを選択
して系統の電流、電圧をフィルタ２へ入力する。点検時
は切換信号Ｓｉによシマルチグレクサ１３′を制御し、
フィルタ２に対してＶ＋、　Ｖ−の各電圧を周波数ｆｉ
によって交互に出力する。本実施例の場合、■＋、■−
の大きさを調整することにより、フィルタに印加する点
検用信号を容易に制御できる利点がある。

〔発明の効果〕

以上説明した如く、本発明によればディジタルリレーの
入力部の特性変動に関する点検に際し、高周波数の信号
発振器を点検用信号源として用い、その点検用信号の周
波数をディジタルリレー入力部のデータサンプリングの
周波数と特定の関係になるように選んで印加するよう構
成したので、高周波数領域におけるフィルタ等の特性変
動を正確に検出することができるばかシか、点検信号の
振幅計算も正確に行なうことができ、高精度な点検監視
を可能としたディジタル形保護リレーの点検監視方式を
提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるディノタル形保藤リレーの点検監
視方式を説明するための一実施例構成図、第２図は本発
明による点検監視方式の動作説明図、第３図乃至第８図
は本発明の他の実施例を示す図、第９図はディジタルリ
レーの杯？成を説明する図、第１０図は従来の点検方式
を説明するための構成図、第１１図は入力フィルタの特
性変動を説明する図である。 １・・・補助変成器、　　　２・・・フィルタ、３・・
・サングルホールド、 ４．１３．１３’・・・マルチプレクサ、５・・・Ａ／
Ｄ変換器、　　　　６・・・ＣＰＵ　。 ７・・・入力切換器、　　　８・・・点検用変成器、９
．１１・・・発振器、　　９ａ・・・方形波発振器、１
０・・・重畳回路、　　　１２・・・可変分周器。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第１０図

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）リレー入力部に点検監視用信号を印加し、前記点
   検監視用信号に対する応答を検出することにより、リレ
   ー入力部の点検監視を行なうディジタル形保護リレーの
   点検監視方式において、リレー入力部に印加する系統電
   気量の基本周波数をｆ＿０、前記電気量の１周期当りの
   データサンプリング数をＭとしたとき、前記点検監視用
   信号として周波数がＭ（Ｎ±１／Ｍ）ｆ＿０（但しＮは
   自然数）の信号もしくはこれに近似できる信号を、前記
   リレー入力部に印加することを特徴とするディジタル形
   保護リレーの点検監視方式。
2. （２）点検監視用信号は発振器からの信号を切換えて入
   力することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデ
   ィジタル形保護リレーの点検監視方式。
3. （３）点検監視用信号は発振器からの信号を重畳回路を
   介して入力することを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のディジタル形保護リレーの点検監視方式。
4. （４）点検監視用信号は方形波であることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項又は第２項又は第３項記載のディ
   ジタル形保護リレーの点検監視方式。
5. （５）点検監視用信号は正方向のみに振れるロジック信
   号であることを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第
   ２項又は第３項記載のディジタル形保護リレーの点検監
   視方式。
6. （６）点検監視用信号は複数の周波数であることを特徴
   とする特許請求の範囲第２項又は第３項記載のディジタ
   ル形保護リレーの点検監視方式。
7. （７）点検監視用信号は正、負の所定信号を交互に切換
   えて発生することを特徴とする特許請求の範囲第２項又
   は第３項記載のディジタル形保護リレーの点検監視方式
   。