JPS618686A - 適応ビ−ム・フオ−マを用いるソ−ナ−方式 - Google Patents
適応ビ−ム・フオ−マを用いるソ−ナ−方式Info
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- JPS618686A JPS618686A JP13024084A JP13024084A JPS618686A JP S618686 A JPS618686 A JP S618686A JP 13024084 A JP13024084 A JP 13024084A JP 13024084 A JP13024084 A JP 13024084A JP S618686 A JPS618686 A JP S618686A
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
- G01S15/06—Systems determining the position data of a target
- G01S15/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Remote Sensing (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、適応ビーム・フォーマ（ＡｄａｐｔｉｖｅＢ
ｅａｍ Ｆｏｒｍｅｒ、以下単にＡＢＦと記す）を用い
てビーム出力信号を得、当該ビーム出力信号から、目標
に関するより詳細な情報を得るソーナ一方式に関するも
のである。
ｅａｍ Ｆｏｒｍｅｒ、以下単にＡＢＦと記す）を用い
てビーム出力信号を得、当該ビーム出力信号から、目標
に関するより詳細な情報を得るソーナ一方式に関するも
のである。
ソーナーの１つとして、受波器アレイ出力信号に対する
非適応的な待ち受けビーム・フォーマ（以下単に待ち受
けＣＢＦと記す）を用いて待ち受けビームを形成し、当
該待ち受けビームから目標の存在方向を推定して、当該
推定方向にビーム主軸方向が最も近いビームのみをＡＢ
Ｆで形成し、当該ＡＢＦの出力信号に対して周波数分析
等の処理を施すことにより、目標に関する詳細でかつ信
頼性の高い情報を得る方式がある。
非適応的な待ち受けビーム・フォーマ（以下単に待ち受
けＣＢＦと記す）を用いて待ち受けビームを形成し、当
該待ち受けビームから目標の存在方向を推定して、当該
推定方向にビーム主軸方向が最も近いビームのみをＡＢ
Ｆで形成し、当該ＡＢＦの出力信号に対して周波数分析
等の処理を施すことにより、目標に関する詳細でかつ信
頼性の高い情報を得る方式がある。
第２図は、このようなソーナーのシステム構成を示すブ
ロック図であり、同図中１０は音波等の信号を受信する
受波器アレイ、１１１，１１２．・・・１１には各々前
記受波器アレイ１０を構成する受波器素子、２０は前記
受波器アレイ１０からの出力信号により待ち受けビーム
を形成する待ち受けＣＢＦ、２１１，２１２・・・２１
には各々ビーム主軸方向を決める遅延素子、２２１．２
２２．・・・２２には各々フィルタ係数が固定された固
定係数フィルタ、２３は前記固定係数フィルタからの信
号を加算する加算器、３０は前記加算器２３の出力信号
から目標方向を追跡する目標方向推定器、３１は推定方
向離散値変換器、４０は推定方向にビーム軸方向が最も
近いビームを形成するＡＢＦ、４１１，４１２・・・４
１には各々フィルタ係数が可変の可変係数フィルタ、４
２は加算器、４３は前記可変係数フィルタ４１の係数値
を算出する係数算出器、５０は前記ＡＢＦ４０からの出
力信号を処理する分析処理器、６０は前記分析処理器５
０の出力端子である。また、Ｌｎ （ｎ＝１．２．−Ｎ
）は前記待ち受けＣＢ’Ｆ２０が形成するＮ個のビーム
の主軸方向を表わすベクトル、Ｓ（エエ）（ｎ＝１１２
１・・・Ｎ）は第ｎ番目待ち受けビームの出力信号、見
は前記目標方向推定器３０で推定された目標方向の推定
値を表わすベクトル、ａＱは前記Ｎ個の待ち受けビーム
主軸方向ａｎの中で、前記推定領主に最も近い値を表わ
すベクトルである。
ロック図であり、同図中１０は音波等の信号を受信する
受波器アレイ、１１１，１１２．・・・１１には各々前
記受波器アレイ１０を構成する受波器素子、２０は前記
受波器アレイ１０からの出力信号により待ち受けビーム
を形成する待ち受けＣＢＦ、２１１，２１２・・・２１
には各々ビーム主軸方向を決める遅延素子、２２１．２
２２．・・・２２には各々フィルタ係数が固定された固
定係数フィルタ、２３は前記固定係数フィルタからの信
号を加算する加算器、３０は前記加算器２３の出力信号
から目標方向を追跡する目標方向推定器、３１は推定方
向離散値変換器、４０は推定方向にビーム軸方向が最も
近いビームを形成するＡＢＦ、４１１，４１２・・・４
１には各々フィルタ係数が可変の可変係数フィルタ、４
２は加算器、４３は前記可変係数フィルタ４１の係数値
を算出する係数算出器、５０は前記ＡＢＦ４０からの出
力信号を処理する分析処理器、６０は前記分析処理器５
０の出力端子である。また、Ｌｎ （ｎ＝１．２．−Ｎ
）は前記待ち受けＣＢ’Ｆ２０が形成するＮ個のビーム
の主軸方向を表わすベクトル、Ｓ（エエ）（ｎ＝１１２
１・・・Ｎ）は第ｎ番目待ち受けビームの出力信号、見
は前記目標方向推定器３０で推定された目標方向の推定
値を表わすベクトル、ａＱは前記Ｎ個の待ち受けビーム
主軸方向ａｎの中で、前記推定領主に最も近い値を表わ
すベクトルである。
第３図は受波器アレイ１０を３次元アレイと仮定した場
合の受波器アレイ１０と目標方向に関する幾何学的な説
明である。Ｘ、Ｙ、Ｚは各々直交座標系の座標軸、０は
該座標系の原点、Ｔは目標方向、ｅｘ、θｙ、θＺは各
々前記座標軸ｘ、ｙ。
合の受波器アレイ１０と目標方向に関する幾何学的な説
明である。Ｘ、Ｙ、Ｚは各々直交座標系の座標軸、０は
該座標系の原点、Ｔは目標方向、ｅｘ、θｙ、θＺは各
々前記座標軸ｘ、ｙ。
Ｚに関する目標方向Ｔの方向余弦角、ｌｌｋは前記受波
器アレイ１０の第に番目受波器素子、ヱ１は該第に番目
受波器素子１１にの前記直角座標における位置ベクトル
である。
器アレイ１０の第に番目受波器素子、ヱ１は該第に番目
受波器素子１１にの前記直角座標における位置ベクトル
である。
同図において、前記第に番目の受波器素子１１にで受信
される信号は、原点６で受信される信号を基準にして、 τｋ ＝−Ｐｋ ・ｃｔ／ｃ （ｋ＝１．２．−Ｋ
） （１）の遅延を受ける。ただしＣは信号の伝搬速
度、添字Ｔはベクトルの転置を示し、受渡器アレイ１０
が３次元アレイの場合は１＝［αＸ、αｙ、α２〕αｘ
＝ｃｏｓθＸ、αｙ＝ｃｏｓθｙ、α２＝ｃｏｓθｚ（
２） である。
される信号は、原点６で受信される信号を基準にして、 τｋ ＝−Ｐｋ ・ｃｔ／ｃ （ｋ＝１．２．−Ｋ
） （１）の遅延を受ける。ただしＣは信号の伝搬速
度、添字Ｔはベクトルの転置を示し、受渡器アレイ１０
が３次元アレイの場合は１＝［αＸ、αｙ、α２〕αｘ
＝ｃｏｓθＸ、αｙ＝ｃｏｓθｙ、α２＝ｃｏｓθｚ（
２） である。
受波器アレイ１０の第に番目の受波器素子１１にで受信
された信号は、前記第に番目の遅延補償器２１ｋにおい
て、待ち受けビームの主軸方向を王ｎ （ｎ＝ｌ、Ｌ・
・・Ｎ）とすると、Ｋ） （３） の時間遅延補償を受け、希望する伝達特性を有する前記
第に番目の固定係数フィルタ２２ｋを通された後、ｋ＝
１．．２．・・・Ｋの当該フィルタ出力信号は、前記加
算器２３で加算され、Ｎ個の待ち受けビーム出力 Ｓ （ａｎ） （ｎ＝１．２．−Ｎ） （４）
が待ち受けＣＢＦ２０の出力信号として出力される。た
だしＮ個の待ち受けビームの主軸方向ａｎのきざみ幅Δ
璽＝〔ΔαＸ、Δαｙ、Δαｚ）＋Δ ΔαＸ＝ΔｃｏｓθＸ、Δａｙ＝Δｃｏｓθｙ。
された信号は、前記第に番目の遅延補償器２１ｋにおい
て、待ち受けビームの主軸方向を王ｎ （ｎ＝ｌ、Ｌ・
・・Ｎ）とすると、Ｋ） （３） の時間遅延補償を受け、希望する伝達特性を有する前記
第に番目の固定係数フィルタ２２ｋを通された後、ｋ＝
１．．２．・・・Ｋの当該フィルタ出力信号は、前記加
算器２３で加算され、Ｎ個の待ち受けビーム出力 Ｓ （ａｎ） （ｎ＝１．２．−Ｎ） （４）
が待ち受けＣＢＦ２０の出力信号として出力される。た
だしＮ個の待ち受けビームの主軸方向ａｎのきざみ幅Δ
璽＝〔ΔαＸ、Δαｙ、Δαｚ）＋Δ ΔαＸ＝ΔｃｏｓθＸ、Δａｙ＝Δｃｏｓθｙ。
Δα Ｚ ＝ΔＣＯＳθ ２
はアレイの開口、すな′わちＸ、Ｙ、Ｚ方向のアレイ幅
によって決まるナイキストきざみ幅（海洋音響研究会「
海洋音響Ｊ １９８４、Ｐ１１２〜１１３）以下にとら
れる。
によって決まるナイキストきざみ幅（海洋音響研究会「
海洋音響Ｊ １９８４、Ｐ１１２〜１１３）以下にとら
れる。
目標方向推定器３０は、前記待ち受けＣＢＦの出力信号
Ｓ （ａｎ）から目標方位の推定値量（一般に連続値）
を求め、前記推定方向離散値変換器３１は、前記待ち受
けビーム主軸方向ａｎ （ｎ＝へ １．２．・・・Ｎ）の中で、前記推定領主に最も近い値
−戸一久を選び出力する。
Ｓ （ａｎ）から目標方位の推定値量（一般に連続値）
を求め、前記推定方向離散値変換器３１は、前記待ち受
けビーム主軸方向ａｎ （ｎ＝へ １．２．・・・Ｎ）の中で、前記推定領主に最も近い値
−戸一久を選び出力する。
ＡＢＦ４０の前記係数算出器４３は、前記時間遅延補償
器２１にの遅延補償が Ｄｋ （ａｎ）＝ヱ上・（ｚ （１／ ｃ （ｋ ＝
１．２．−Ｋ）となったとき当該遅延補償器２１１〜２
１にのに個の信号に対してのみ前記に個の可変係数フィ
ルタ４１ Ｋ （ｋ ＝１．２．・・・Ｋ）のフィルタ
係数を適応的に算出する。適応的な算出方法としては、
例えば、ＡＢＦ４０の出力信号Ｓ’ （王１）のパワー
を最小とするようなＬＭＳ （最小二乗平均）アルゴリ
ズム（Ｂ、 ｕ ｉ ｄｒｏｗ、 ａｔ ａｌ、 ｉ
Ａｄａｐｔｉｖｅ ＮｏｉｓｅＣａｎｃｅｌｌｉｎｇ
： Ｐｒ１ｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａ
ｔｉｏｎｓ、Ｐｒｏｃ。
器２１にの遅延補償が Ｄｋ （ａｎ）＝ヱ上・（ｚ （１／ ｃ （ｋ ＝
１．２．−Ｋ）となったとき当該遅延補償器２１１〜２
１にのに個の信号に対してのみ前記に個の可変係数フィ
ルタ４１ Ｋ （ｋ ＝１．２．・・・Ｋ）のフィルタ
係数を適応的に算出する。適応的な算出方法としては、
例えば、ＡＢＦ４０の出力信号Ｓ’ （王１）のパワー
を最小とするようなＬＭＳ （最小二乗平均）アルゴリ
ズム（Ｂ、 ｕ ｉ ｄｒｏｗ、 ａｔ ａｌ、 ｉ
Ａｄａｐｔｉｖｅ ＮｏｉｓｅＣａｎｃｅｌｌｉｎｇ
： Ｐｒ１ｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａ
ｔｉｏｎｓ、Ｐｒｏｃ。
ＩＥＥＥ、６３（１９７５）、 Ｐ１６９２〜１７１６
）に基づく方法などが用いられている。上記式（５）の
遅延補償を受けたに個の各信号は前記係数算出器４３で
算出された係数値をもつ前記可変係数フィルタ４１ｋ（
ｋ＝１．２．・・・Ｋ）に通され、加算器４２で加算さ
れてＡＢＦ４０の出力信号Ｓ’ （ｃｆｌ）として出力
される。ＡＢＦ４０は、受信信号に含まれる雑音成分を
適応的に除去するものであり、雑音の統計的性質が未知
であっても、また非定常であっても雑音成分を除去する
ことができるという特徴を有している。
）に基づく方法などが用いられている。上記式（５）の
遅延補償を受けたに個の各信号は前記係数算出器４３で
算出された係数値をもつ前記可変係数フィルタ４１ｋ（
ｋ＝１．２．・・・Ｋ）に通され、加算器４２で加算さ
れてＡＢＦ４０の出力信号Ｓ’ （ｃｆｌ）として出力
される。ＡＢＦ４０は、受信信号に含まれる雑音成分を
適応的に除去するものであり、雑音の統計的性質が未知
であっても、また非定常であっても雑音成分を除去する
ことができるという特徴を有している。
当該ＡＢＦ４０の出力信号Ｓ’ （ｃｔＡ）は、前記分
析処理器５０で周波数分析等の処理を受け、目標に関す
る、より詳細な情報を得るため前記出力端子６０に出力
される。
析処理器５０で周波数分析等の処理を受け、目標に関す
る、より詳細な情報を得るため前記出力端子６０に出力
される。
なお、第２図の例では、受波器アレイ１０を３次元アレ
イと仮定したが、受波器アレイ１０が平面アレイあるい
は直線アレイであっても同様に扱うことができる。また
、ＡＢＦ４０としでは第２図の例に示す構成と異なる方
式（例えば、Ｌ、 Ｊ。
イと仮定したが、受波器アレイ１０が平面アレイあるい
は直線アレイであっても同様に扱うことができる。また
、ＡＢＦ４０としでは第２図の例に示す構成と異なる方
式（例えば、Ｌ、 Ｊ。
ＧＲＩＦＦ −ＩＴＨ５： Ａｎ Ａｌｔｅｒｎａｔｉ
ｖｅ Ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ Ｌｉｎｅ−ａｒｌｙ
Ｃｏｎ５ｔｒａｉｎｅｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｂｅａｍ
ｆｏｒｍｉｎｇＪＥＥＥ。
ｖｅ Ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ Ｌｉｎｅ−ａｒｌｙ
Ｃｏｎ５ｔｒａｉｎｅｄ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｂｅａｍ
ｆｏｒｍｉｎｇＪＥＥＥ。
Ｔｒａｎｓ−、Ａｎｔｅｎｎａｓ ＆ Ｐｒｏｐａｇ、
３０−１．１９８２．Ｐ２７〜３４）も用いられる。
３０−１．１９８２．Ｐ２７〜３４）も用いられる。
ＡＢＦ４０を用いる第２図に示す従来のソーナ一方式は
、ＡＢＦ４０のための可変係数フィルタの係数値の算出
が１土方向のビームに対したもののみでよいので、計算
回数が少なく、大型のプロセッサでなくとも実時間で処
理できること、および前記のように、雑音の統計量が未
知であっても適応的に雑音成分を除去でき、待ち受けＣ
ＢＦ２０の出力信号Ｓ’ （ｃｔｊりを用いる場合に比
べ一般に信号対雑音比の高い出力が得られ、目標に関す
るより信頼性の高い情報が得られるという利点を有する
。
、ＡＢＦ４０のための可変係数フィルタの係数値の算出
が１土方向のビームに対したもののみでよいので、計算
回数が少なく、大型のプロセッサでなくとも実時間で処
理できること、および前記のように、雑音の統計量が未
知であっても適応的に雑音成分を除去でき、待ち受けＣ
ＢＦ２０の出力信号Ｓ’ （ｃｔｊりを用いる場合に比
べ一般に信号対雑音比の高い出力が得られ、目標に関す
るより信頼性の高い情報が得られるという利点を有する
。
しかしながら、第２図に示す従来のソーナーにおいては
、前記待ち受けＣＢＦ２０が算出しなければならないビ
ーム数Ｎには、処理速度の制約上、上限があり、通常は
方向ａｎの幅をナイキスト幅程度にとり、ビーム数Ｎを
極力小さくおさえる必要がある。従ってこの場合目標の
方向が時間とともに変化し、前記推定方向離散値変換器
３１の出力が工１からαΩ＋１に切り換ると、前記係数
算出器４３で算出しなければならないビーム主軸方向は
ａｎからαｆｉ＋１に変化し、きざみ幅はΔ１であるか
らビーム主軸方向はΔ主だけ不連続に変化することにな
る。通常ＡＢＦ４０の前記可変係数Ｗ（ｉ）は、■計算
ステップ前の係数Ｗ（ｉ・−１）を用いてリカーシブに
求められるから、このような場合には、前記のビーム主
軸方向の△工の不連続性により、！■がαΩ＋１に切り
換ったとき算出されたフィルタ係数の誤差は増大する。
、前記待ち受けＣＢＦ２０が算出しなければならないビ
ーム数Ｎには、処理速度の制約上、上限があり、通常は
方向ａｎの幅をナイキスト幅程度にとり、ビーム数Ｎを
極力小さくおさえる必要がある。従ってこの場合目標の
方向が時間とともに変化し、前記推定方向離散値変換器
３１の出力が工１からαΩ＋１に切り換ると、前記係数
算出器４３で算出しなければならないビーム主軸方向は
ａｎからαｆｉ＋１に変化し、きざみ幅はΔ１であるか
らビーム主軸方向はΔ主だけ不連続に変化することにな
る。通常ＡＢＦ４０の前記可変係数Ｗ（ｉ）は、■計算
ステップ前の係数Ｗ（ｉ・−１）を用いてリカーシブに
求められるから、このような場合には、前記のビーム主
軸方向の△工の不連続性により、！■がαΩ＋１に切り
換ったとき算出されたフィルタ係数の誤差は増大する。
従ってＡＢＦ４０の特性が劣化し、雑音の除去が充分に
行われないという欠点があったー。
行われないという欠点があったー。
本発明は、目標音源からの信号を受渡器アレイで受信し
、当該受波器アレイの出力信号に対してビーム・フォー
マによりビームを形成し、該ビーム出力信号を用いて前
記目標音源に関する詳細な情報を得る゛たナーにおいて
、きざみ幅Δ工でＮ個の方向ａｎ （ｎ＝１．２．−Ｎ
）にビーム主軸を回転できる第１の時間遅延補償器を有
してマルチビームを形成できる非適応的な待ち受けＣＢ
Ｆと該待ち受けＣＢＦのＮ個のビーム出力から前記目標
方向の推定値主を求める目標方向推定器と、前記Ｎ個の
方向ａｎの中で推定値主に最も近い方向１１を中心とし
て、きざみ幅δ主＝Δａ／２Ｍ（ただしＭ≧１）で２Ｍ
＋１個の方向ａＱ＋ｍ・ａｌ（ｍ＝０．±１．・・・±
Ｍ）にビーム主軸を回転できる第２の時間遅延補償器を
有し当該方向ａｌｌ＋ｍ・δ見の中で前記推定値主に最
も近い方向にビームを形成するＡＢＦとを具備するソー
ナ一方式上記のように構成することにより、待ち受けＣ
ＢＦで形成されたビーム出力から目標方向推定器により
目標方向の推定値全を求め、該推定値賞に最も近い方向
ａＱを中心として２Ｍ＋１個の方向ｃｆｌ＋ｍ・５ａの
中で推定領土に最も近い方向にビーム形成するので、従
来のようにビーム主軸が工ｌからα０＋１に切り換り、
ビーム主軸方向がΔ見と大きく不連続に変化するという
不都合はなく、より誤差の小さな目標音源に対する情報
を得ることができる。
、当該受波器アレイの出力信号に対してビーム・フォー
マによりビームを形成し、該ビーム出力信号を用いて前
記目標音源に関する詳細な情報を得る゛たナーにおいて
、きざみ幅Δ工でＮ個の方向ａｎ （ｎ＝１．２．−Ｎ
）にビーム主軸を回転できる第１の時間遅延補償器を有
してマルチビームを形成できる非適応的な待ち受けＣＢ
Ｆと該待ち受けＣＢＦのＮ個のビーム出力から前記目標
方向の推定値主を求める目標方向推定器と、前記Ｎ個の
方向ａｎの中で推定値主に最も近い方向１１を中心とし
て、きざみ幅δ主＝Δａ／２Ｍ（ただしＭ≧１）で２Ｍ
＋１個の方向ａＱ＋ｍ・ａｌ（ｍ＝０．±１．・・・±
Ｍ）にビーム主軸を回転できる第２の時間遅延補償器を
有し当該方向ａｌｌ＋ｍ・δ見の中で前記推定値主に最
も近い方向にビームを形成するＡＢＦとを具備するソー
ナ一方式上記のように構成することにより、待ち受けＣ
ＢＦで形成されたビーム出力から目標方向推定器により
目標方向の推定値全を求め、該推定値賞に最も近い方向
ａＱを中心として２Ｍ＋１個の方向ｃｆｌ＋ｍ・５ａの
中で推定領土に最も近い方向にビーム形成するので、従
来のようにビーム主軸が工ｌからα０＋１に切り換り、
ビーム主軸方向がΔ見と大きく不連続に変化するという
不都合はなく、より誤差の小さな目標音源に対する情報
を得ることができる。
以下本発明の一実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。
。
第１図は本発明のソーナ一方式のシステム構成を示すブ
ロック図である。第１図において、第２図と同一符号を
付した部分は同一または相当部分。
ロック図である。第１図において、第２図と同一符号を
付した部分は同一または相当部分。
を示す。７０は推定方向離散値変換器、ａｏｉ、ａ０２
・・・８０には各々第２の時間遅延補償器である。
・・・８０には各々第２の時間遅延補償器である。
推定方向離散値変換器７０は、第２図に示す従来方式と
同様、第１の方向離散値の集合αｎ （ｎ＝１．２．・
・・Ｎ）の中から目標方向の推定領主に最も近い値を表
わすベクトル値ａＱを前記蝋数算出器４３に出力する。
同様、第１の方向離散値の集合αｎ （ｎ＝１．２．・
・・Ｎ）の中から目標方向の推定領主に最も近い値を表
わすベクトル値ａＱを前記蝋数算出器４３に出力する。
また、同時に前記推定方向離散値変換器７０は、第２の
方向離散値の集合ｃｚｍ（ｍ＝ ０．＋１．・・・±Ｍ
）の中から、目標方向の推に最も近い値！土を選択し、
前記第２の時間遅延補償器８０ ｋ （ｋ＝１，２．・
・・Ｋ）に出力されている。
方向離散値の集合ｃｚｍ（ｍ＝ ０．＋１．・・・±Ｍ
）の中から、目標方向の推に最も近い値！土を選択し、
前記第２の時間遅延補償器８０ ｋ （ｋ＝１，２．・
・・Ｋ）に出力されている。
第２の時間遅延補償器８０には、前記第１の時間遅延補
償器２１にで遅延補償を受けた信号に対して、さらに、 ｄｋ（−免」工）＝上玉 ・ｃｔ／ｃ （ｋ＝１．
２゜・・・Ｋ） （６） の時間遅延補償を行ない、当該第２の時間遅延補償器８
０ ｋ （ｋ ＝１．２．・・・Ｋ）の出力信号が前記
可変係数フィルタ４１ ｋ （ｋ ＝１．２．・・・Ｋ
）に入力される。
償器２１にで遅延補償を受けた信号に対して、さらに、 ｄｋ（−免」工）＝上玉 ・ｃｔ／ｃ （ｋ＝１．
２゜・・・Ｋ） （６） の時間遅延補償を行ない、当該第２の時間遅延補償器８
０ ｋ （ｋ ＝１．２．・・・Ｋ）の出力信号が前記
可変係数フィルタ４１ ｋ （ｋ ＝１．２．・・・Ｋ
）に入力される。
また、係数算出器４３は、前記第２の時間遅延補償器ｓ
ｏ ｋ（ｋ＝ｔ、ｚ、・・・Ｋ）に上記式（６）の時
間遅延補償量を設定し終った時点で、主軸方向が方向離
散値ａＱに王１をプラスした（ ａ ｎ ＋ ａ±）で
あるビームに対する前記可変係数フィルタ４１ｊ （ｋ
＝１．２．・・・Ｋ）の係数を繰り返し計算で算出す
る。前記第２の方向離散の集合ａｍ（ｍ＝ｏ。
ｏ ｋ（ｋ＝ｔ、ｚ、・・・Ｋ）に上記式（６）の時
間遅延補償量を設定し終った時点で、主軸方向が方向離
散値ａＱに王１をプラスした（ ａ ｎ ＋ ａ±）で
あるビームに対する前記可変係数フィルタ４１ｊ （ｋ
＝１．２．・・・Ｋ）の係数を繰り返し計算で算出す
る。前記第２の方向離散の集合ａｍ（ｍ＝ｏ。
＋１・・・±Ｍ）の分割幅δ土は、前記推定方向離散値
変換器７０の第１の出力である方向離散値が−ｇ−Ｑか
らαα＋１に切り換っても、ＡＢＦ４０の特性劣化、す
なわちＡＢＦ４０の出力信号Ｓ’ （（ＥＱ＋αｔ）の
雑音除去特性の劣化が充分小さくなる程度に選ばれる。
変換器７０の第１の出力である方向離散値が−ｇ−Ｑか
らαα＋１に切り換っても、ＡＢＦ４０の特性劣化、す
なわちＡＢＦ４０の出力信号Ｓ’ （（ＥＱ＋αｔ）の
雑音除去特性の劣化が充分小さくなる程度に選ばれる。
上記のように構成することにより、推定方向離散値変換
器７０は、第２の方向離散値の集合の中から、目標方向
の推定値ａｎとの差Δａｎに最も近い値ａｔを選択し、
第２の遅延補償器８０ｋ（ｋ ＝１．２．・・・Ｋ）に
出力する。これにより、ＡＢＦ４０は１分割幅δａ ＝
Δａ ／ ２ Ｍで推定方向離散値変換器７０から出
力される第１の４方向離散値の推定値全に最も近い方向
！■を中心として回転し、２Ｍ＋１個の方向ａＱ＋ｍ・
δａ（ｍ＝ｏ。
器７０は、第２の方向離散値の集合の中から、目標方向
の推定値ａｎとの差Δａｎに最も近い値ａｔを選択し、
第２の遅延補償器８０ｋ（ｋ ＝１．２．・・・Ｋ）に
出力する。これにより、ＡＢＦ４０は１分割幅δａ ＝
Δａ ／ ２ Ｍで推定方向離散値変換器７０から出
力される第１の４方向離散値の推定値全に最も近い方向
！■を中心として回転し、２Ｍ＋１個の方向ａＱ＋ｍ・
δａ（ｍ＝ｏ。
＋１．・・・±Ｍ）の中で推定領主に最も近い方向にビ
ームを形成できる６ 上記実施例によれば、Ａ Ｂ Ｆ ２０のビーム主軸方
向の分割幅Δ王より細かい幅、すなわちδα＝結果に大
きな誤差を生じないようにし、かつ待ち受けＣＢＦ２０
およびＡＢＦ４０のビーム形成に必要な処理量は従来の
方式と同じになるようにするから、目標方向が時間的に
変化する場合でも、１つのビームのみを形成するような
ＡＢＦ４０を用い、かつ従来方式と同じ処理量で大きな
特性劣化を生ずることなく、ビーム出力の雑音の除去が
できるという利点がある。
ームを形成できる６ 上記実施例によれば、Ａ Ｂ Ｆ ２０のビーム主軸方
向の分割幅Δ王より細かい幅、すなわちδα＝結果に大
きな誤差を生じないようにし、かつ待ち受けＣＢＦ２０
およびＡＢＦ４０のビーム形成に必要な処理量は従来の
方式と同じになるようにするから、目標方向が時間的に
変化する場合でも、１つのビームのみを形成するような
ＡＢＦ４０を用い、かつ従来方式と同じ処理量で大きな
特性劣化を生ずることなく、ビーム出力の雑音の除去が
できるという利点がある。
なお、本発明は、非適応的な待ち受けＣＢＦの出力信号
から目標物の方向を推定し、当該推定方向にのみＡＢＦ
によってビームを形成し、当該ビーム出力を用いて、目
標に関するより詳細な情報を得るようなソナーにも適用
可能である。
から目標物の方向を推定し、当該推定方向にのみＡＢＦ
によってビームを形成し、当該ビーム出力を用いて、目
標に関するより詳細な情報を得るようなソナーにも適用
可能である。
また、本発明でのＡＢＦは、第１図に示すシステム構成
と異なる構成（例えば、Ｌ、Ｊ、ＧＲＩＦＦＩＴＨ５：
Ａｎ Ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ Ａｐｐｒｏａｃｈ ｔ
ｏ Ｌｉｎｅａｙｌｙ Ｃｏｎ５ｔｒａｉ−ｎｅｄ Ａ
ｄａｐｔｉｖｅ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ＩＥＥＥ、
ＴｒａｎＳ、Ａｒ＋ｔｅｎｎ−ａｓ ＆ Ｐｒｏｐａｇ
、３０−１．（１９８２）、Ｐ２７−３４）にも適用で
きる。
と異なる構成（例えば、Ｌ、Ｊ、ＧＲＩＦＦＩＴＨ５：
Ａｎ Ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ Ａｐｐｒｏａｃｈ ｔ
ｏ Ｌｉｎｅａｙｌｙ Ｃｏｎ５ｔｒａｉ−ｎｅｄ Ａ
ｄａｐｔｉｖｅ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ＩＥＥＥ、
ＴｒａｎＳ、Ａｒ＋ｔｅｎｎ−ａｓ ＆ Ｐｒｏｐａｇ
、３０−１．（１９８２）、Ｐ２７−３４）にも適用で
きる。
また、本発明は、送信系受信系の装置で構成されるアク
ティブソナー、受信系だけの装置で構成されるパッシブ
ソナーいずれにも適用できる。
ティブソナー、受信系だけの装置で構成されるパッシブ
ソナーいずれにも適用できる。
以上説明したように、本発明によれば、ＡＢＦのビーム
主軸方向のきざみ幅を待ち受けＣＢＦのビーム主軸方向
のきざみ幅より細かくし、目標方向音源の推定値が変化
した場合でも、ＡＢＦの可変係数フィルタの繰り返し計
算の算出結果に大きな誤差を生じないようにし、かつ待
ち受けＣＢＦおよびＡＢＦのビーム形成に必要な処理量
は従来と同じになるようにしたから、目標音源方向が時
間的に変化するような場合でも従来と同じ処理量で大き
な特性劣下が生じることなく、ビーム出力の雑音の除去
ができるという優れた効果が得られる。
主軸方向のきざみ幅を待ち受けＣＢＦのビーム主軸方向
のきざみ幅より細かくし、目標方向音源の推定値が変化
した場合でも、ＡＢＦの可変係数フィルタの繰り返し計
算の算出結果に大きな誤差を生じないようにし、かつ待
ち受けＣＢＦおよびＡＢＦのビーム形成に必要な処理量
は従来と同じになるようにしたから、目標音源方向が時
間的に変化するような場合でも従来と同じ処理量で大き
な特性劣下が生じることなく、ビーム出力の雑音の除去
ができるという優れた効果が得られる。
を示すブロック図、第２図は従来のソーナーのシステム
構成を示す図、第３図は受波器アレイと目標方向に関す
る幾何学的説明図である。
構成を示す図、第３図は受波器アレイと目標方向に関す
る幾何学的説明図である。
図中、１０・・・受波器アレイ、１１ａ〜ＩＩＫ・・・
受波器素子、２０・・・待ち受けＣＢＦ、２１１〜２１
Ｋ・・・時間遅延補償器、２２１〜２２Ｋ・・・固定係
数フィルタ、２３・・・加算器、３０・・・目標方向推
定器、３１．７０・・・推定方向離散値変換器、４ｏ・
・・ＡＢＦ、４１１〜４１Ｋ・・・・・・可変係数フィ
ルタ、４２・・・加算器、４３・・・係数算出器、５ｏ
・・・分析処理器、６０・・出力端子、８０１〜８０Ｋ
・・・時間遅延補償器。
受波器素子、２０・・・待ち受けＣＢＦ、２１１〜２１
Ｋ・・・時間遅延補償器、２２１〜２２Ｋ・・・固定係
数フィルタ、２３・・・加算器、３０・・・目標方向推
定器、３１．７０・・・推定方向離散値変換器、４ｏ・
・・ＡＢＦ、４１１〜４１Ｋ・・・・・・可変係数フィ
ルタ、４２・・・加算器、４３・・・係数算出器、５ｏ
・・・分析処理器、６０・・出力端子、８０１〜８０Ｋ
・・・時間遅延補償器。
Claims (1)
- 目標音源からの信号を受波器アレイで受信し、当該受波
器アレイの出力信号に対してビーム・フォーマによりビ
ームを形成し、当該ビーム信号を用いて前記目標音源に
関する詳細な情報を得るソナーにおいて、所定のきざみ
幅で複数個の方向にビーム主軸を回転できる第１の時間
遅延補償器を有し複数個ビームを形成できる非適応的な
待ち受けビーム・フォーマと、該待ち受けビーム・フォ
ーマの出力から前記目標音源の方向の推定値を求める目
標方向推定器と、前記複数方向の中で前記目標方向推定
器からの推定値に最も近い方向を中心として所定のきざ
み幅で複数方向にビーム主軸を回転できる第２の時間遅
延補償器を有し該複数方向の中で前記推定値に最も近い
方向にビームを形成する適応的なビーム・フォーマとを
具備し、該適応的なビーム・フォーマの出力信号から前
記目標音源に関する詳細な情報を得ることを特徴とする
適応ビーム・フォーマを用いるソーナー方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13024084A JPS618686A (ja) | 1984-06-25 | 1984-06-25 | 適応ビ−ム・フオ−マを用いるソ−ナ−方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13024084A JPS618686A (ja) | 1984-06-25 | 1984-06-25 | 適応ビ−ム・フオ−マを用いるソ−ナ−方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS618686A true JPS618686A (ja) | 1986-01-16 |
Family
ID=15029471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13024084A Pending JPS618686A (ja) | 1984-06-25 | 1984-06-25 | 適応ビ−ム・フオ−マを用いるソ−ナ−方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS618686A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62183808U (ja) * | 1986-05-09 | 1987-11-21 |
-
1984
- 1984-06-25 JP JP13024084A patent/JPS618686A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62183808U (ja) * | 1986-05-09 | 1987-11-21 |
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