JPS618680A - 無効電力・直流信号変換器 - Google Patents
無効電力・直流信号変換器Info
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- JPS618680A JPS618680A JP59128496A JP12849684A JPS618680A JP S618680 A JPS618680 A JP S618680A JP 59128496 A JP59128496 A JP 59128496A JP 12849684 A JP12849684 A JP 12849684A JP S618680 A JPS618680 A JP S618680A
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/001—Measuring real or reactive component; Measuring apparent energy
- G01R21/003—Measuring reactive component
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する分野〕
本発明は、無効電力をこれに対応した直流信号に変換す
る無効電力・直流信号変換器に関するものである。
る無効電力・直流信号変換器に関するものである。
交流回路において電圧と電流との積に、それらの間の相
差の余弦値を掛けた値が有効電力であり、正弦値を掛け
た値が無効電力と定義されている。
差の余弦値を掛けた値が有効電力であり、正弦値を掛け
た値が無効電力と定義されている。
有効電力変換器を使用して交流回路における無効電力を
計測する無効電力・直流信号変換器を得る場合には、電
圧と電流の相差に正弦値を掛けるべく、有効電力変換器
を構成する回路の電圧又は電流側の一方にコンデンサを
挿入し、このコンデンサにより電圧又は電流の一方をτ
／２移和させるようにしている。このようなコンデンサ
によるτ／２移相方式の無効電力・直流信号変換器の従
来例を第２図に示す。
計測する無効電力・直流信号変換器を得る場合には、電
圧と電流の相差に正弦値を掛けるべく、有効電力変換器
を構成する回路の電圧又は電流側の一方にコンデンサを
挿入し、このコンデンサにより電圧又は電流の一方をτ
／２移和させるようにしている。このようなコンデンサ
によるτ／２移相方式の無効電力・直流信号変換器の従
来例を第２図に示す。
第２図において、Ｖｓｉｎωｔは交流回路における電圧
入力、Ａｍｎ（ωを十〇）は同じく電流入力である。ω
は角周波数、ｅは電圧Ｖと電流Ａとの相差を示す、Ｃ１
はｆ／２移相用のコンデンサで、演算増幅器Ａ１の入、
出力端子間に接続されている。電圧入力■−ωｔは演算
増幅器Ａ１に加えられる。したがって、演算増幅器Ａ１
の出力端には（Ｖ／ω） ｓｉｎ （ωｔ ＋ｙ／２）
’ −・・（１）で示す如く、入力電圧Ｖ
をｆ／２移相した電圧が生じる。この電圧は掛算器ＳＷ
の１つの入力端子に加えられる。一方、電流人力Ａ９ｉ
１１（ωを十〇）は掛算回路ＳＷの他方の入力端子に加
えられ、先の電圧入力と掛算される。その結果、掛算回
路ＳＷの出力は （Ｖ・入／ω） ・ ｍｅ
・・・・・・ＧＯとなる。（２）式は交
流回路１こおける無効電力を表わすもので、これを平滑
することにより無効電力をこれに対応した直流信号に変
換することができる。
入力、Ａｍｎ（ωを十〇）は同じく電流入力である。ω
は角周波数、ｅは電圧Ｖと電流Ａとの相差を示す、Ｃ１
はｆ／２移相用のコンデンサで、演算増幅器Ａ１の入、
出力端子間に接続されている。電圧入力■−ωｔは演算
増幅器Ａ１に加えられる。したがって、演算増幅器Ａ１
の出力端には（Ｖ／ω） ｓｉｎ （ωｔ ＋ｙ／２）
’ −・・（１）で示す如く、入力電圧Ｖ
をｆ／２移相した電圧が生じる。この電圧は掛算器ＳＷ
の１つの入力端子に加えられる。一方、電流人力Ａ９ｉ
１１（ωを十〇）は掛算回路ＳＷの他方の入力端子に加
えられ、先の電圧入力と掛算される。その結果、掛算回
路ＳＷの出力は （Ｖ・入／ω） ・ ｍｅ
・・・・・・ＧＯとなる。（２）式は交
流回路１こおける無効電力を表わすもので、これを平滑
することにより無効電力をこれに対応した直流信号に変
換することができる。
このような第２図に示す構成の無効電力・直流信号変換
器はすべて電子部品で構成されるもので、小型で高精度
のものが得らる特徴があり、古典的な電流力計方式を用
いた電力計に取って変って無効電力計として現在広く用
いられている。しかし、第２図の変換器においてはコン
デンサＣ１によってτ／２移相させているが、コンデン
サによる移相は本質的に角周波数（ωＣ）により変化す
る。その為、第（２）式より明らかな如くこの式には〔
１／ω）の項が入っており、第２図に示す変換器はユー
ザによって周波数が指定され、メーカではその指定周波
数に見合った変換器を製造しなければならず、極めて効
率が悪いという問題点があった。特に、近時ユーザの範
囲がグローバルになって来たことにより、無効電力変換
器においては周波数特性が大きな問題である。
器はすべて電子部品で構成されるもので、小型で高精度
のものが得らる特徴があり、古典的な電流力計方式を用
いた電力計に取って変って無効電力計として現在広く用
いられている。しかし、第２図の変換器においてはコン
デンサＣ１によってτ／２移相させているが、コンデン
サによる移相は本質的に角周波数（ωＣ）により変化す
る。その為、第（２）式より明らかな如くこの式には〔
１／ω）の項が入っており、第２図に示す変換器はユー
ザによって周波数が指定され、メーカではその指定周波
数に見合った変換器を製造しなければならず、極めて効
率が悪いという問題点があった。特に、近時ユーザの範
囲がグローバルになって来たことにより、無効電力変換
器においては周波数特性が大きな問題である。
本発明はこのような問題点を解決する為になされたもの
で、その目的は一定範囲の周波数（例えば４５〜６５Ｈ
ｚ）において、周波数指定の必要としない電子部品で構
成されるコンデンサ移相方式による無効電力・直流信号
変換器を実現したものである。
で、その目的は一定範囲の周波数（例えば４５〜６５Ｈ
ｚ）において、周波数指定の必要としない電子部品で構
成されるコンデンサ移相方式による無効電力・直流信号
変換器を実現したものである。
本発明は上記の目的を達成する為に、交流回路における
電圧又は電流が入力されそのどちらか一方の入力を移相
させるコンデンサ、前記交流回路の周波数に対応した信
号を得る周波数検出回路、前記コンデンサの出力と周波
数検出回路の出力とを掛算する第１の掛算回路、前記交
流回路における電流又は電圧入力のどちらか一方の入力
と第１の掛算回路の出力とを掛算する第２の掛算回路、
及び第２の掛算回路の出力を平滑する平滑回路で無効電
力・直流信号変換器を構成したものである。
電圧又は電流が入力されそのどちらか一方の入力を移相
させるコンデンサ、前記交流回路の周波数に対応した信
号を得る周波数検出回路、前記コンデンサの出力と周波
数検出回路の出力とを掛算する第１の掛算回路、前記交
流回路における電流又は電圧入力のどちらか一方の入力
と第１の掛算回路の出力とを掛算する第２の掛算回路、
及び第２の掛算回路の出力を平滑する平滑回路で無効電
力・直流信号変換器を構成したものである。
以下、本発明の原理回路について説明する。
第１図は本発明に係る変換器の原理的回路図である。図
において、Ｖｓｉｎｗｔは無効電力を計る交流回路にお
ける電圧、Ａｓ１ｎ（ωｔ＋６）は同じく電流入力を示
すものである。Ｃ１はコンデンサ、Ａ１は演算増幅器で
、ｆ／２移相用の回路が構成されている。Ｓｗは掛算回
路、ＦＣは本発明によって設けられた周波数検出回路、
ＰＷＭは同じく本発明によって設けられた掛算回路であ
る。
において、Ｖｓｉｎｗｔは無効電力を計る交流回路にお
ける電圧、Ａｓ１ｎ（ωｔ＋６）は同じく電流入力を示
すものである。Ｃ１はコンデンサ、Ａ１は演算増幅器で
、ｆ／２移相用の回路が構成されている。Ｓｗは掛算回
路、ＦＣは本発明によって設けられた周波数検出回路、
ＰＷＭは同じく本発明によって設けられた掛算回路であ
る。
電圧入力ＶｓｎωｔはコンデンサＣ１によてτ／２移相
されて（１）式に示す電圧となり、この電圧は掛算回路
ＰＷＭの１つの入力端子に加えらる。一方、周波数検出
回路ＦＣは交流回路における角周波数ωを検出する。こ
の角周波数ωに対応した信号は掛算回路ＰＷＭの他の入
力端子に加えらる。掛算回路ＰＶＭは両入力を掛算し、
その出力端に下式〇）で示す電圧を出力する ω（Ｖ／ω） ｓｉｎ （ωを士官／２）襲Ｖ ｉｎ
（ωｔ 士官／２） ・・・・
・・（３）この電圧は掛算回路Ｓｗにおいて電流人力
Ａ ５ｉｎ（ω１＋ｔｈ）と掛算される。掛算回路ＳＷ
の出力はＶ４ｍｎｔ ・・・
・・・（４）となる。第（４）式は交流回路における無
効電力を表わすものであるが、第（４）式には周波数に
依存する項は入っていない。よって、第１図の回路にお
いては周波数に影響されずに無効電力をこれに対応した
直流信号に変換する変換器を実現することができる。そ
の結果、本発明によれば周波数指定を必要とせず、小型
でＩＣ化に適した高精度の無効電力・直流信号変換器を
効率良く製作することができる。なお、図では電圧入力
をｆ／２移相しているが電流入力を移相するようにして
もよい〔実施例〕 第３図は本発明に係る変換器の一実施例の回路構成図で
ある。図において、ＰＴは絶縁用変成器、ＣＴは電流変
成器、Ｒ１は倍率抵抗器である。交流回路における電圧
Ｖｓ＋ｎωｔは抵抗器Ｒ１を介して変成器ＰＴに加えら
れ、電流Ａｓ１ｎ（ωｔ＋θ）は変成器ＣＴに供給され
る。Ａ１は演算増幅器、Ｃ１はｆ／２移相用のコンデン
サである。前記変成器ＦＴの２次巻線は演算増幅器Ａ１
の入力端子に接続され、移相用コンデンサＣ１は演算示
幅器Ａ１の入、出力端子間に接続されている。変成器Ｆ
Ｔを介して得られる電圧入力ＶａｎωｔはコンデンサＣ
１によってｙ／２移和される。Ｉ’ＷＭは第１図にいお
いて掛算回路として説明したもので、この回路はコンデ
ンサＣ１によってｗ／２移和された電圧入力Ｖをその振
幅に応じたパルス幅信号に変調するパルス幅変調回路で
構成されている。
されて（１）式に示す電圧となり、この電圧は掛算回路
ＰＷＭの１つの入力端子に加えらる。一方、周波数検出
回路ＦＣは交流回路における角周波数ωを検出する。こ
の角周波数ωに対応した信号は掛算回路ＰＷＭの他の入
力端子に加えらる。掛算回路ＰＶＭは両入力を掛算し、
その出力端に下式〇）で示す電圧を出力する ω（Ｖ／ω） ｓｉｎ （ωを士官／２）襲Ｖ ｉｎ
（ωｔ 士官／２） ・・・・
・・（３）この電圧は掛算回路Ｓｗにおいて電流人力
Ａ ５ｉｎ（ω１＋ｔｈ）と掛算される。掛算回路ＳＷ
の出力はＶ４ｍｎｔ ・・・
・・・（４）となる。第（４）式は交流回路における無
効電力を表わすものであるが、第（４）式には周波数に
依存する項は入っていない。よって、第１図の回路にお
いては周波数に影響されずに無効電力をこれに対応した
直流信号に変換する変換器を実現することができる。そ
の結果、本発明によれば周波数指定を必要とせず、小型
でＩＣ化に適した高精度の無効電力・直流信号変換器を
効率良く製作することができる。なお、図では電圧入力
をｆ／２移相しているが電流入力を移相するようにして
もよい〔実施例〕 第３図は本発明に係る変換器の一実施例の回路構成図で
ある。図において、ＰＴは絶縁用変成器、ＣＴは電流変
成器、Ｒ１は倍率抵抗器である。交流回路における電圧
Ｖｓ＋ｎωｔは抵抗器Ｒ１を介して変成器ＰＴに加えら
れ、電流Ａｓ１ｎ（ωｔ＋θ）は変成器ＣＴに供給され
る。Ａ１は演算増幅器、Ｃ１はｆ／２移相用のコンデン
サである。前記変成器ＦＴの２次巻線は演算増幅器Ａ１
の入力端子に接続され、移相用コンデンサＣ１は演算示
幅器Ａ１の入、出力端子間に接続されている。変成器Ｆ
Ｔを介して得られる電圧入力ＶａｎωｔはコンデンサＣ
１によってｙ／２移和される。Ｉ’ＷＭは第１図にいお
いて掛算回路として説明したもので、この回路はコンデ
ンサＣ１によってｗ／２移和された電圧入力Ｖをその振
幅に応じたパルス幅信号に変調するパルス幅変調回路で
構成されている。
掛算回路ＰＷＭにおいで、Ｒ２はＰＶＭ回路の入力抵抗
器、Ａ２は演算増幅器、Ｃ２は積分用のコンデンサで、
Ｒ２とＡ２及びＣ２とにより積分器ＩＣがｍ威されてい
る。ＣＯＭは抵抗器Ｒ３とＲ４及びインバータυ１とＵ
２よりなる比較器である。なお、インバータｕ１とＵ２
としては例えばＣ−ＭＯＳで構成したナンドゲートのよ
うな高入力インピーダンスをもつ論理素子であれば良く
、又Ｕ１と０２の２つを用いたがこれは極性合せ用の為
で、１個であってもよい。前記積分器ＩＱの出力端は抵
抗器Ｒ３を介してインバータｕ１．ｕ２の直列回路に接
続されている。インバータＵ２の出力端はパルス幅変調
信号出力端子０１に接続されると共に、抵抗器Ｒ４を介
してインバータＵ１の入力端に接続され、かつ抵抗器Ｒ
５を介して積分器ＩＧの入力端に接続されでいる。イン
バータＵ２の出力が抵抗器Ｒ４を介してインバータＵ１
の入力側に帰還されることにより、抵抗素子Ｒ３，Ｒ４
とインバータｕ１．ｕ２とによってヒステリシスをもつ
比較器ＣＯＭが構成される。若し、比較器ＣＯＭにヒス
テリシスを持たないものを用いた場合、特公昭４４−１
４６６２号で示されるように基準電圧源±ＥＳを別個に
必要とする。又、インバータＵ２の出力端が抵抗器Ｒ５
を介して積分器ＩＣの入力端に帰還されることにより、
抵抗素子Ｒ３，Ｒ４とインバータＵ１．Ｕ２とによって
自走形のパルス幅変調方式の掛算回路ＰＷＭが構成され
る。若し、比較器ＣＯＭの出力を積分回路■Ｇに帰還し
ない場合には、上記の特許公報で示されるよに、系の周
期を決める為のクロックパルスを発生させる発振器を別
個必要とする。
器、Ａ２は演算増幅器、Ｃ２は積分用のコンデンサで、
Ｒ２とＡ２及びＣ２とにより積分器ＩＣがｍ威されてい
る。ＣＯＭは抵抗器Ｒ３とＲ４及びインバータυ１とＵ
２よりなる比較器である。なお、インバータｕ１とＵ２
としては例えばＣ−ＭＯＳで構成したナンドゲートのよ
うな高入力インピーダンスをもつ論理素子であれば良く
、又Ｕ１と０２の２つを用いたがこれは極性合せ用の為
で、１個であってもよい。前記積分器ＩＱの出力端は抵
抗器Ｒ３を介してインバータｕ１．ｕ２の直列回路に接
続されている。インバータＵ２の出力端はパルス幅変調
信号出力端子０１に接続されると共に、抵抗器Ｒ４を介
してインバータＵ１の入力端に接続され、かつ抵抗器Ｒ
５を介して積分器ＩＧの入力端に接続されでいる。イン
バータＵ２の出力が抵抗器Ｒ４を介してインバータＵ１
の入力側に帰還されることにより、抵抗素子Ｒ３，Ｒ４
とインバータｕ１．ｕ２とによってヒステリシスをもつ
比較器ＣＯＭが構成される。若し、比較器ＣＯＭにヒス
テリシスを持たないものを用いた場合、特公昭４４−１
４６６２号で示されるように基準電圧源±ＥＳを別個に
必要とする。又、インバータＵ２の出力端が抵抗器Ｒ５
を介して積分器ＩＣの入力端に帰還されることにより、
抵抗素子Ｒ３，Ｒ４とインバータＵ１．Ｕ２とによって
自走形のパルス幅変調方式の掛算回路ＰＷＭが構成され
る。若し、比較器ＣＯＭの出力を積分回路■Ｇに帰還し
ない場合には、上記の特許公報で示されるよに、系の周
期を決める為のクロックパルスを発生させる発振器を別
個必要とする。
ＦＣは交流回路の周波数Ｆに対応した信号を得る周波数
検出回路で、周波数Ｆを検出する周波数検出器ＦＤと、
この周波数検出器ＦＤの出力信号の逆数１／Ｆに対応し
たアナ口の電圧を得る逆数回路ＦＴとで構成されている
。Ａ３は逆数回路Ｆｌの出力電圧の極性を反転する極性
反転回路である。前記演算増幅器Ａ１の出力端は周波数
検出器ＦＤを介して逆数回路Ｆｌに接続されている。逆
数回路ＦＩの出力端は前記比較器ＣＯＭを構成するイン
バータｕ１．ｕ２の電源端に接続されると共に、極性反
転回路Ａ３と抵抗器Ｒ６の直例回路を介して前記積分器
ＩＣの入力端に接続されている。抵抗器Ｒ６の抵抗値は
前記した抵抗器Ｒ５の２倍となっている。
検出回路で、周波数Ｆを検出する周波数検出器ＦＤと、
この周波数検出器ＦＤの出力信号の逆数１／Ｆに対応し
たアナ口の電圧を得る逆数回路ＦＴとで構成されている
。Ａ３は逆数回路Ｆｌの出力電圧の極性を反転する極性
反転回路である。前記演算増幅器Ａ１の出力端は周波数
検出器ＦＤを介して逆数回路Ｆｌに接続されている。逆
数回路ＦＩの出力端は前記比較器ＣＯＭを構成するイン
バータｕ１．ｕ２の電源端に接続されると共に、極性反
転回路Ａ３と抵抗器Ｒ６の直例回路を介して前記積分器
ＩＣの入力端に接続されている。抵抗器Ｒ６の抵抗値は
前記した抵抗器Ｒ５の２倍となっている。
ＯＵＴは無効電力に対応した直流信号を取出す出力回路
で、この回路は第１図で説明した掛算回路としてのスイ
ッチ素子ＳＷ、平滑回路ＦＬ、及び出力端子０２よりな
っている。スイチＳＷは前記掛算回路ＰＷＭの出力端子
０１に接続されている。平滑回路ＦＬは演算増幅器＾４
、及びこの演算増幅器の入、出力端子間に接続された平
滑用のコデンサｃ３と抵抗器Ｒ７で構成され、スイッチ
ＳＷによって断続された電流Ａを平滑する。その平滑回
路ＦＬの出力は無効電力ＷＡＲに対応した直流信号とし
て出力端子０２より取出される。このような構成に係る
本発明の変換器についてその動作を説明すると次の如く
なる。
で、この回路は第１図で説明した掛算回路としてのスイ
ッチ素子ＳＷ、平滑回路ＦＬ、及び出力端子０２よりな
っている。スイチＳＷは前記掛算回路ＰＷＭの出力端子
０１に接続されている。平滑回路ＦＬは演算増幅器＾４
、及びこの演算増幅器の入、出力端子間に接続された平
滑用のコデンサｃ３と抵抗器Ｒ７で構成され、スイッチ
ＳＷによって断続された電流Ａを平滑する。その平滑回
路ＦＬの出力は無効電力ＷＡＲに対応した直流信号とし
て出力端子０２より取出される。このような構成に係る
本発明の変換器についてその動作を説明すると次の如く
なる。
交流回路における電圧■と電流人は夫々変成器ＰＴとＣ
Ｔに加えられる。変成器ＰＴの２次側に生じる電流を１
１とすると、演算増幅器Ａ１の出力より取出されるコン
デンサＣ１の電圧降下Ｖｉは下式で示す如く角速度ω、
即ち被測定の交流回路における周波数Ｆに反比例する。
Ｔに加えられる。変成器ＰＴの２次側に生じる電流を１
１とすると、演算増幅器Ａ１の出力より取出されるコン
デンサＣ１の電圧降下Ｖｉは下式で示す如く角速度ω、
即ち被測定の交流回路における周波数Ｆに反比例する。
Ｖ ＋ ＝ −ｊ ｘｉｌＸ １／ωＣＩ
−（５）この電圧Ｖｉは入力の交流電圧Ｖに対してＭ
／２移相されたもとなる。このように周波ｌ＃Ｆに反比
例すると共にｆ／２移和された電圧Ｖｉは抵抗器Ｒ２を
介して掛算回路ＰＷＭに加えられるが、以後の説明にお
いて電圧Ｖｊによって抵抗器Ｒ２を流れる電流を−Ｉｖ
とする。一方、電圧Ｖｉは周波数検出回路ＦＣを構成す
る周波数検出器ＦＤにも加えられる。
−（５）この電圧Ｖｉは入力の交流電圧Ｖに対してＭ
／２移相されたもとなる。このように周波ｌ＃Ｆに反比
例すると共にｆ／２移和された電圧Ｖｉは抵抗器Ｒ２を
介して掛算回路ＰＷＭに加えられるが、以後の説明にお
いて電圧Ｖｊによって抵抗器Ｒ２を流れる電流を−Ｉｖ
とする。一方、電圧Ｖｉは周波数検出回路ＦＣを構成す
る周波数検出器ＦＤにも加えられる。
これにより、被測定交流回路の周波数Ｆが検出される。
この検出信号は逆数回路Ｆｌに加えられて１／Ｆに対応
したアナログの電圧に変換される。この変換された電圧
をＥｓとすると、電圧中Ｅｓは掛算回路ＰＷＭの比較器
ＣＯＭを構成するインバータＵ１．Ｕ２の電源端に加え
られ、・又極性反転回路Ａ３に加えられて極性反転され
る。極性反転された電圧−Ｅｓは抵抗器Ｒ６を介して掛
算回路ＰＷ阿における積分回路ＩＧの入力端に加えられ
る。以後の説明において、電圧−Ｅｓによって抵抗器Ｒ
６を流れる電流を−Ｉｓとする。
したアナログの電圧に変換される。この変換された電圧
をＥｓとすると、電圧中Ｅｓは掛算回路ＰＷＭの比較器
ＣＯＭを構成するインバータＵ１．Ｕ２の電源端に加え
られ、・又極性反転回路Ａ３に加えられて極性反転され
る。極性反転された電圧−Ｅｓは抵抗器Ｒ６を介して掛
算回路ＰＷ阿における積分回路ＩＧの入力端に加えられ
る。以後の説明において、電圧−Ｅｓによって抵抗器Ｒ
６を流れる電流を−Ｉｓとする。
ここで、掛算回路ＰＷＭを構成する積分器ＩＧの出力端
、比較器ＣＯＭを構成するインバータＵ１の入力端、イ
ンバータＵ２の出力端の電位を夫々ｅｌ。
、比較器ＣＯＭを構成するインバータＵ１の入力端、イ
ンバータＵ２の出力端の電位を夫々ｅｌ。
ｅ２．ｅ３とすると、ｅｌ、ｅ２．ｅ３の各波形は第４
図の（１） 、 ＠、 （３）の如く示される。ｃ３は
（３）で示される如＜＋Ｅｓで表わされる電圧となり、
この電圧は抵抗器Ｒ５を介して積分器ＩＧの入力端に帰
還される。以後の説明において、電圧中Ｅｓによって抵
抗器Ｒ５を流れる電流を＋２Ｉｓとする（ Ｒ６−２Ｒ
５）。よって、積分器ＩＧは入力電圧Ｖｉによる電流−
１ｖと、電圧＋Ｅ３による電流＋２！Ｓ及び電圧−Ｅｓ
による電流−Ｉｓとを加算積分する。正常な動作状態に
おいて、過変調にならないように、ＩＩｖ １ｃｃｌＩ
ｓ Ｉに選ばれているので、比較器ＣＯＭが電圧＋Ｅｓ
を出力している期間、積分器ＩＧは（−１ｖ）と（十Ｉ
ｓ）とを加算積分し、その積分出力ｃ１は第４図（１）
のＴ１で示す如（一定の傾斜で減少する。そして、この
Ｔ１の期蜀。
図の（１） 、 ＠、 （３）の如く示される。ｃ３は
（３）で示される如＜＋Ｅｓで表わされる電圧となり、
この電圧は抵抗器Ｒ５を介して積分器ＩＧの入力端に帰
還される。以後の説明において、電圧中Ｅｓによって抵
抗器Ｒ５を流れる電流を＋２Ｉｓとする（ Ｒ６−２Ｒ
５）。よって、積分器ＩＧは入力電圧Ｖｉによる電流−
１ｖと、電圧＋Ｅ３による電流＋２！Ｓ及び電圧−Ｅｓ
による電流−Ｉｓとを加算積分する。正常な動作状態に
おいて、過変調にならないように、ＩＩｖ １ｃｃｌＩ
ｓ Ｉに選ばれているので、比較器ＣＯＭが電圧＋Ｅｓ
を出力している期間、積分器ＩＧは（−１ｖ）と（十Ｉ
ｓ）とを加算積分し、その積分出力ｃ１は第４図（１）
のＴ１で示す如（一定の傾斜で減少する。そして、この
Ｔ１の期蜀。
電圧ｃ２は抵抗器Ｒ３とＲ４で定まる傾斜で第３図Ｃ）
で示す如く下降し、その電圧がインバータＵ１のスレッ
シュホールド電圧Ｖｓに達するとｃｌとインバータＵ２
の出力電圧ｃ２のレベルが０°′となる。
で示す如く下降し、その電圧がインバータＵ１のスレッ
シュホールド電圧Ｖｓに達するとｃｌとインバータＵ２
の出力電圧ｃ２のレベルが０°′となる。
インバータＵ２の出力ｅ２．即ち電圧中ＥｓがＯｖにな
ると、積分器ＩＣは−（ｌｖ＋Ｉｓ）の電流を加算積分
する。その結果、積分器ＩＧの出力ｃ１は第２図〔１〕
のＴ２期間で示す如＜ＴＩ期間より急激な傾斜で上昇す
る。積分器ＩＣの出力電圧ｃ１が正の方向に向い始める
と、電圧ｃ２も上昇し、その個がＶｓに達するｃ２は急
激に上昇する。このような第４図のＣ）に示す波形の電
圧ｃ２がインバータＵ１に加えられるので、インバータ
υ２の出力端の電圧ｃ３は第４図の（３）で示す如（十
Ｅｓの電圧となる。このように、積分器ＩＧにはＴ１の
期間電圧Ｖｉと電圧子Ｅｓ及び−ＥＳの加算値に対応し
た電流の和が与えられ、Ｔ２の期間電圧Ｖ＋と電圧−Ｅ
Ｓに対応した電流の和が与えられる。即ち、積分器ＩＱ
はそれに与えられる電圧の和が零になるように駆動され
る。よって、パルス幅変調回路を構成する掛算回路ＰＷ
Ｈにおいて、系の平衡状態においては下式（６）が成立
する。
ると、積分器ＩＣは−（ｌｖ＋Ｉｓ）の電流を加算積分
する。その結果、積分器ＩＧの出力ｃ１は第２図〔１〕
のＴ２期間で示す如＜ＴＩ期間より急激な傾斜で上昇す
る。積分器ＩＣの出力電圧ｃ１が正の方向に向い始める
と、電圧ｃ２も上昇し、その個がＶｓに達するｃ２は急
激に上昇する。このような第４図のＣ）に示す波形の電
圧ｃ２がインバータＵ１に加えられるので、インバータ
υ２の出力端の電圧ｃ３は第４図の（３）で示す如（十
Ｅｓの電圧となる。このように、積分器ＩＧにはＴ１の
期間電圧Ｖｉと電圧子Ｅｓ及び−ＥＳの加算値に対応し
た電流の和が与えられ、Ｔ２の期間電圧Ｖ＋と電圧−Ｅ
Ｓに対応した電流の和が与えられる。即ち、積分器ＩＱ
はそれに与えられる電圧の和が零になるように駆動され
る。よって、パルス幅変調回路を構成する掛算回路ＰＷ
Ｈにおいて、系の平衡状態においては下式（６）が成立
する。
（Ｖｉ＋Ｅｓ）４１／（ＴＩ＋７２）＋（Ｖｉ−Ｅｓ）
４２／（Ｔ１＋７２）＝Ｏ−（６）（６）式において、
（Ｔ１＋Ｔ２）＝Ｔ −・・一定（６）式よりＶｊを
求めると（７）式となる。
４２／（Ｔ１＋７２）＝Ｏ−（６）（６）式において、
（Ｔ１＋Ｔ２）＝Ｔ −・・一定（６）式よりＶｊを
求めると（７）式となる。
Ｖ ｊ −Ｅｓ（ＴＩ−Ｔ２）／（Ｔ１＋Ｔ２）
＋＋＋■ここで、電圧Ｖｉの値は交流回路
における電圧■に対して移相用のコンデンサＣ１を経る
ことにより■式で示す如く角周波数ωに反比例する。又
、電圧ＥＳも′Ｉ＆数回路Ｆｌを経ることにより１／ω
に対応したものとなる。よって、■式は Ｖ＋／ ｔａ −（Ｅｓ／ ｃｍ ） （ＴＩ−７２
）／（丁１＋７２） −（８）となる。この（
８）式は第１図回路における第（３）式に相当するもの
で、ωの項が相殺され、周波数に依存する項が無くなる
。
＋＋＋■ここで、電圧Ｖｉの値は交流回路
における電圧■に対して移相用のコンデンサＣ１を経る
ことにより■式で示す如く角周波数ωに反比例する。又
、電圧ＥＳも′Ｉ＆数回路Ｆｌを経ることにより１／ω
に対応したものとなる。よって、■式は Ｖ＋／ ｔａ −（Ｅｓ／ ｃｍ ） （ＴＩ−７２
）／（丁１＋７２） −（８）となる。この（
８）式は第１図回路における第（３）式に相当するもの
で、ωの項が相殺され、周波数に依存する項が無くなる
。
このように、移相用のコンデンサＣ１の電圧降下は被測
定の交流回路における周波数Ｆに反比例する。そして、
この反比例した電圧が掛算回路ＰＷＭに加えられて周波
数Ｆに反比例した′＆数回路Ｆｌの出力電圧Ｅｓ／ωと
掛算される。したがって、掛算回路ＰＷＭは周波数Ｆが
変化してもその周波数の変化には応動せず、入力電圧Ｖ
の振幅によってのみその変調度が変る第（８）式で表わ
され、そして第４図の（３）で示される波形のパルス幅
変ｉｌｌ信号を出力する。このパルス幅変ｌ１１信号は
端子０１より取出され、出力回路ＯＵＴにおける掛算用
のスイッチＳｗに与えられる。スイッチＳＷはこのパル
ス幅変調信号によってその開閉が制御され、Ｔ１の期間
ＯＮになり、Ｔ２の期間ＯＦＦになるようになっている
。
定の交流回路における周波数Ｆに反比例する。そして、
この反比例した電圧が掛算回路ＰＷＭに加えられて周波
数Ｆに反比例した′＆数回路Ｆｌの出力電圧Ｅｓ／ωと
掛算される。したがって、掛算回路ＰＷＭは周波数Ｆが
変化してもその周波数の変化には応動せず、入力電圧Ｖ
の振幅によってのみその変調度が変る第（８）式で表わ
され、そして第４図の（３）で示される波形のパルス幅
変ｉｌｌ信号を出力する。このパルス幅変ｌ１１信号は
端子０１より取出され、出力回路ＯＵＴにおける掛算用
のスイッチＳｗに与えられる。スイッチＳＷはこのパル
ス幅変調信号によってその開閉が制御され、Ｔ１の期間
ＯＮになり、Ｔ２の期間ＯＦＦになるようになっている
。
一方、交流回路における電流人は変成器ＣＴにより所定
の値に変換され、掛算用のスイッチ素子Ｓｗに与えられ
る。スイッチＳｗは前記したように掛算回路ＰＶＨの出
力信号によってその開閉が制御され、これによりスイッ
チＳｗの入力側に供給される電流人がＯＮ、ＯＦＦされ
る。このＯＮ、ＯＦＦ信号は平滑回路ＦＬに加えられて
平滑される。
の値に変換され、掛算用のスイッチ素子Ｓｗに与えられ
る。スイッチＳｗは前記したように掛算回路ＰＶＨの出
力信号によってその開閉が制御され、これによりスイッ
チＳｗの入力側に供給される電流人がＯＮ、ＯＦＦされ
る。このＯＮ、ＯＦＦ信号は平滑回路ＦＬに加えられて
平滑される。
ところで、（８）式の（ＴＩ−７２）／ｒ丁１＋７２）
は下式（９）で表わされる。
は下式（９）で表わされる。
（ＴＩ−Ｔ２）／（Ｔ１＋丁２）−（Ｔ１＋Ｔ２−２Ｔ
２）／（ＴＩ＋７２）−１’−２７２／（ＴＩ＋Ｔ２）
・・・・・・（９）スイッチ５ｗｔ士片側
切換えなので（Ｔｌ−Ｔ２）／Ｉ’Ｔ１＋Ｔ２）は（９
）式の１／２となり、下式αΦで表わされる。
２）／（ＴＩ＋７２）−１’−２７２／（ＴＩ＋Ｔ２）
・・・・・・（９）スイッチ５ｗｔ士片側
切換えなので（Ｔｌ−Ｔ２）／Ｉ’Ｔ１＋Ｔ２）は（９
）式の１／２となり、下式αΦで表わされる。
（ＴＩ−７２）／（ＴＩ÷７２）−１／２（１−２７２
／（Ｔ１＋７２） ）−１／２−ＴＺ／（Ｔ１＋Ｔ２）
・・・・・・０Φ（８）式と６０
式により、 Ｔ２／（Ｔ１＋７２）−１／２−Ｖ／Ｅｓ
・＋＋ ・＋＋ （１１）スイ
ッチ素子ＳＷによって断続され平滑回路ＦＬに流入する
電流をＡｔとすると、Ａｔはその包路線が入力電流Ａに
比例し、第（１１）式より次の関係式で表わされる。
／（Ｔ１＋７２） ）−１／２−ＴＺ／（Ｔ１＋Ｔ２）
・・・・・・０Φ（８）式と６０
式により、 Ｔ２／（Ｔ１＋７２）−１／２−Ｖ／Ｅｓ
・＋＋ ・＋＋ （１１）スイ
ッチ素子ＳＷによって断続され平滑回路ＦＬに流入する
電流をＡｔとすると、Ａｔはその包路線が入力電流Ａに
比例し、第（１１）式より次の関係式で表わされる。
Ａｔ璽Ａ−ＴＩ／（ＴＩ＋７２）
＝Ａ−（１／２−Ｖ／Ｅｓ）＝Ａ／Ｚ−Ｖ−人／Ｅｓ
・・＋ （１２）平滑回路ＦＬの出力
端からは（１２）式の平均値（直流分）が取出される。
・・＋ （１２）平滑回路ＦＬの出力
端からは（１２）式の平均値（直流分）が取出される。
（１２）式の右辺第１項は交流骨のみであるので、その
平均値は零となる。この為、平滑回路ＦＬの出力電圧を
Ｅｏとすると、Ｒｏ ＝Ｖ−Ａ／Ｅｓ
・” −（１３）となる。ここで、電圧入力■
はコンデンサＣ１によってτ／２移相されている。した
がって、 （１３）式はＥｏ −（Ｖ−Ａ／Ｅｓ） ｓ
ｉｎθ −−−−−・（１４）となる。
平均値は零となる。この為、平滑回路ＦＬの出力電圧を
Ｅｏとすると、Ｒｏ ＝Ｖ−Ａ／Ｅｓ
・” −（１３）となる。ここで、電圧入力■
はコンデンサＣ１によってτ／２移相されている。した
がって、 （１３）式はＥｏ −（Ｖ−Ａ／Ｅｓ） ｓ
ｉｎθ −−−−−・（１４）となる。
（１４）式のＥｏは交流回路における無効電力ＶＡＲを
表わすものであるが、前記したようにり／２移和させる
コンデンサＣ１の出力と周波ＩＦに反比例した電圧Ｅｓ
を掛算回路ＰＷＭに加えることによってパルス幅変調し
た信号は、周波数に影響されず、入力電圧■の振幅のみ
に比例する。よって、（１４）式に示すＶＡＬ出力は周
波数Ｆの影響を受けないものとなる。このＶ入Ｒ信号は
出力端子Ｏ２より取出される。この取出された信号は図
示しない指示計器或いはディジタルｗＬ圧計に加えられ
てアナログ指示威いはディジタル表示される。
表わすものであるが、前記したようにり／２移和させる
コンデンサＣ１の出力と周波ＩＦに反比例した電圧Ｅｓ
を掛算回路ＰＷＭに加えることによってパルス幅変調し
た信号は、周波数に影響されず、入力電圧■の振幅のみ
に比例する。よって、（１４）式に示すＶＡＬ出力は周
波数Ｆの影響を受けないものとなる。このＶ入Ｒ信号は
出力端子Ｏ２より取出される。この取出された信号は図
示しない指示計器或いはディジタルｗＬ圧計に加えられ
てアナログ指示威いはディジタル表示される。
第５図は第３図の変換器の一実験例を示すもので、横軸
に周波数（Ｈｚ）を、縦軸に誤差（％）をとっである。
に周波数（Ｈｚ）を、縦軸に誤差（％）をとっである。
この実験例で示されるように、商用周波数（４５〜６５
Ｈｚ）の範囲において誤差をほぼ０．４％以内におさえ
ることができた。このように、本発明においては一定周
波数の範囲において周波数に影響されずに無効電力をこ
れに対応した直流信号に変換する変換器をパルス幅変調
方式による有効電力変換器を応用して実現することがで
きる。
Ｈｚ）の範囲において誤差をほぼ０．４％以内におさえ
ることができた。このように、本発明においては一定周
波数の範囲において周波数に影響されずに無効電力をこ
れに対応した直流信号に変換する変換器をパルス幅変調
方式による有効電力変換器を応用して実現することがで
きる。
したがって、本発明によれば周波数指定を必要とせず、
小型でＩＣ化に適した高精度の無効電力・直流信号変換
器を効率良く製作することができる。
小型でＩＣ化に適した高精度の無効電力・直流信号変換
器を効率良く製作することができる。
なお、第１図に示す周波数検出器ＦＤとこの周波数検出
器ＦＤの出力の逆数をとる逆数回路Ｆｌとは公知の種々
の回路が用いられるが、その−例を第６図に示す。第６
図において、ＦＤが周波数検出回路、Ｆｌが逆数回路、
Ｂ肩よバッファー増幅器、八３は第１図に示す極性反転
回路である。バッファー増幅器ＢＡの出力は電圧＋Ｅｓ
として第３図に示す比較器ＣＯＭを構成するインバータ
Ｕ１．Ｕ２の電源端に加えられ、極性反転回路Ａ３の出
力−Ｅｓは抵抗器Ｒ６を介して積分器ＩＱに加えられる
。周波数検出器ＦＤは演算増幅器Ａ５とツェナーダイオ
ードＤｚよりなるもので、演算増幅器＾５の出力端から
は交流回路における周波数Ｆに対応した矩形波出力が取
出される。
器ＦＤの出力の逆数をとる逆数回路Ｆｌとは公知の種々
の回路が用いられるが、その−例を第６図に示す。第６
図において、ＦＤが周波数検出回路、Ｆｌが逆数回路、
Ｂ肩よバッファー増幅器、八３は第１図に示す極性反転
回路である。バッファー増幅器ＢＡの出力は電圧＋Ｅｓ
として第３図に示す比較器ＣＯＭを構成するインバータ
Ｕ１．Ｕ２の電源端に加えられ、極性反転回路Ａ３の出
力−Ｅｓは抵抗器Ｒ６を介して積分器ＩＱに加えられる
。周波数検出器ＦＤは演算増幅器Ａ５とツェナーダイオ
ードＤｚよりなるもので、演算増幅器＾５の出力端から
は交流回路における周波数Ｆに対応した矩形波出力が取
出される。
逆数回路ＦＩはトランジスタＱ、演算増幅器Ａ６．コン
デンサＣ３，ダイオードＤ及び抵抗器Ｒ７〜Ｒ９よりな
るもので、演算増幅器へ６６コンデンサＣ３及びダイオ
ードＤにより一方向の積分器１（ｉｌを構成している。
デンサＣ３，ダイオードＤ及び抵抗器Ｒ７〜Ｒ９よりな
るもので、演算増幅器へ６６コンデンサＣ３及びダイオ
ードＤにより一方向の積分器１（ｉｌを構成している。
トランジスタＱは周波数検出器ＦＤの出力の半波毎にＯ
ＮとＯＦＦを繰返す。トランジスタＱがＯＮのどき、負
の電圧源−■が抵抗器Ｒ９を介して電流ｊとして積分器
ＩＣＩに加えられる。その結果、積分器ＩＧ１の出力は
第７図の■部分で示す如く増加する。積分器ＩＧ１の出
力の波高値をｖｐとするとＶ ｐ ＝ １／Ｃ３・１−
ｔ−１／Ｃ３・ｊ・１７２Ｆ ・・・（１５）と
なる。トランジスタＱがＯＦＦになると電圧源十■が抵
抗器Ｒ７，Ｒｇを介して積分器ＩＧＩに加えられ、積分
器ＩＣＩの出は第７図（２）で示すように急激に減少す
る。第７図に示す積分器ＩＧ１の出力の面積Ｓは Ｓ＝ （ｔ−Ｖｐ）／２ −（１６
）で表わされる。−周期をＴとすると、面積Ｓの平−均
値Ｓ／Ｔはｔｃｅｌ／Ｆであるので、（１５）式と（１
６）とにより Ｓ／Ｔ−ｋ ／ ４Ｃ３・１／ｐ−ｊ
・・・（１７）ｋ・・・・・・定数 となり、演算増幅器Ａ６の出力電圧Ｅｓの平均値は周波
数Ｆに逆比例したものとなり、これはコンデンサＣ４と
抵抗器ＲＩＯによって取出される。周波数Ｆ（）！ｚ）
に対する逆数回路ＦＴの出力電圧Ｅｓの特性を第８図に
示す。
ＮとＯＦＦを繰返す。トランジスタＱがＯＮのどき、負
の電圧源−■が抵抗器Ｒ９を介して電流ｊとして積分器
ＩＣＩに加えられる。その結果、積分器ＩＧ１の出力は
第７図の■部分で示す如く増加する。積分器ＩＧ１の出
力の波高値をｖｐとするとＶ ｐ ＝ １／Ｃ３・１−
ｔ−１／Ｃ３・ｊ・１７２Ｆ ・・・（１５）と
なる。トランジスタＱがＯＦＦになると電圧源十■が抵
抗器Ｒ７，Ｒｇを介して積分器ＩＧＩに加えられ、積分
器ＩＣＩの出は第７図（２）で示すように急激に減少す
る。第７図に示す積分器ＩＧ１の出力の面積Ｓは Ｓ＝ （ｔ−Ｖｐ）／２ −（１６
）で表わされる。−周期をＴとすると、面積Ｓの平−均
値Ｓ／Ｔはｔｃｅｌ／Ｆであるので、（１５）式と（１
６）とにより Ｓ／Ｔ−ｋ ／ ４Ｃ３・１／ｐ−ｊ
・・・（１７）ｋ・・・・・・定数 となり、演算増幅器Ａ６の出力電圧Ｅｓの平均値は周波
数Ｆに逆比例したものとなり、これはコンデンサＣ４と
抵抗器ＲＩＯによって取出される。周波数Ｆ（）！ｚ）
に対する逆数回路ＦＴの出力電圧Ｅｓの特性を第８図に
示す。
第３図では単相２線式（１Φ／２Ｗ）の無効電力・直流
信号変換器の実施例であるが、第３図の回路を応用する
ことにより、単相３線式（１Φ／３Ｗ）、３相３線式（
３Φ／３Ｗ）、或いは３相４線式（３Φ／４Ｗ）の無効
電力・直流信号変換器を得ることができる。第９図はそ
の総合回路図で第３図の一部回路をブロック化し、第３
図と同一の部分は第３図と同一符号を付す。第９図の回
路において、〔１Φ／２Ｗ〕のときは変圧器ＦＴＩと変
流器ＣＴＩの回路が用いられる。（１Φ／３Ｗ）のとき
は変圧器ＰＴ１．ＰＴ２と変流器ＣＴ１．Ｃ７０の回路
が用いられる。（３Φ／３Ｗ）のときは変圧器ＰＴ１．
ＰＴ２と中性点Ｎ及び変流器ＣＴ１．Ｃ７０の回路が用
いられる。（３Φ／４Ｗ）のときは変圧器ＰＴＩ。
信号変換器の実施例であるが、第３図の回路を応用する
ことにより、単相３線式（１Φ／３Ｗ）、３相３線式（
３Φ／３Ｗ）、或いは３相４線式（３Φ／４Ｗ）の無効
電力・直流信号変換器を得ることができる。第９図はそ
の総合回路図で第３図の一部回路をブロック化し、第３
図と同一の部分は第３図と同一符号を付す。第９図の回
路において、〔１Φ／２Ｗ〕のときは変圧器ＦＴＩと変
流器ＣＴＩの回路が用いられる。（１Φ／３Ｗ）のとき
は変圧器ＰＴ１．ＰＴ２と変流器ＣＴ１．Ｃ７０の回路
が用いられる。（３Φ／３Ｗ）のときは変圧器ＰＴ１．
ＰＴ２と中性点Ｎ及び変流器ＣＴ１．Ｃ７０の回路が用
いられる。（３Φ／４Ｗ）のときは変圧器ＰＴＩ。
ＰＴ２ 、ＰＴ３と中性点Ｎ及び変流器ＣＴ１．Ｃ７０
、Ｃ７０の回路が用いられる。（１Φ／３Ｗ）、（３Φ
／３Ｗ）及び（３Φ／４Ｗ）のとき、掛算回路ＰＷＭは
それぞれの相に各別に用いられるが、周波数検出回路Ｆ
Ｃは共通に用いられる。このような変換器においては出
力端子０２より（１Φ／２Ｗ）、（１Φ／３Ｗ）、（３
Φ／３Ｗ）、及び（３Φ／４Ｗ）における無効電ツノを
周波数に影響されることなしに、これに対応した直流信
号としてそれぞれ取出すことができる。
、Ｃ７０の回路が用いられる。（１Φ／３Ｗ）、（３Φ
／３Ｗ）及び（３Φ／４Ｗ）のとき、掛算回路ＰＷＭは
それぞれの相に各別に用いられるが、周波数検出回路Ｆ
Ｃは共通に用いられる。このような変換器においては出
力端子０２より（１Φ／２Ｗ）、（１Φ／３Ｗ）、（３
Φ／３Ｗ）、及び（３Φ／４Ｗ）における無効電ツノを
周波数に影響されることなしに、これに対応した直流信
号としてそれぞれ取出すことができる。
第１図は本発明に係る無効電力・直流信号変換器の原理
的回路図、第２図は従来の変換器の一例の回路図、第３
図は本発明に係る無効電力・直流信号変換器の一実施例
を示す接続図、第４図は第３図の変換器の動作を説明す
る為の図、第５図は第３図の変換器の特性を示す図、第
６図は第３図の変換器に用いられる周波数検出回路ＦＣ
の一例の回路図、第７図は第６図回路の動作を説明する
為の図、第８図は第６図回路の特性を説明する為の図、
第９図は本発明に係る多相の無効電力・直流信号変換器
の実施例の回路図である。 Ｃ１・・・ｆ／２移相させるコンデンサ、Ｈ・・・積分
器。 ＣＯＭ・・・電圧比較器、ＰＷＭ・・・掛算回路、ＳＷ
・・・掛算用のスイッチ素子、ＰＬ・・・平滑回路。
的回路図、第２図は従来の変換器の一例の回路図、第３
図は本発明に係る無効電力・直流信号変換器の一実施例
を示す接続図、第４図は第３図の変換器の動作を説明す
る為の図、第５図は第３図の変換器の特性を示す図、第
６図は第３図の変換器に用いられる周波数検出回路ＦＣ
の一例の回路図、第７図は第６図回路の動作を説明する
為の図、第８図は第６図回路の特性を説明する為の図、
第９図は本発明に係る多相の無効電力・直流信号変換器
の実施例の回路図である。 Ｃ１・・・ｆ／２移相させるコンデンサ、Ｈ・・・積分
器。 ＣＯＭ・・・電圧比較器、ＰＷＭ・・・掛算回路、ＳＷ
・・・掛算用のスイッチ素子、ＰＬ・・・平滑回路。
Claims (8)
- （１）交流回路における電圧又は電流が入力されそのど
ちらか一方の入力を移相させるコンデンサ、前記交流回
路の周波数に対応した信号を得る周波数検出回路、前記
コンデンサの出力と周波数検出回路の出力とを掛算する
第１の掛算回路、前記交流回路における電流又は電圧入
力のどちらか一方の入力と第１の掛算回路の出力とを掛
算する第２の掛算回路、及び第２の掛算回路の出力を平
滑する平滑回路を具備した無効電力・直流信号変換器。 - （２）前記周波数検出回路を周波数検出器とこの周波数
検出器の出力に反比例した信号を得る逆数回路とで構成
し、かつ第１の掛算回路を積分器及びこの積分器の出力
を所定のレベルの電圧と比較するヒステリシスを有する
電圧比較器とよりなりこの電圧比較器の出力と前記コン
デンサの出力及び前記周波数検出回路の出力とが前記積
分器に加えられ交流回路における電圧又は電流入力の振
幅に応じたパルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路で
構成したことを特徴とする特許請求範囲第（１）項記載
の無効電力・直流信号変換器。 - （３）前記電圧比較器を入力抵抗器に直列に接続された
第１及び第２のインバータとこの第２のインバータの出
力を第１のインバータに抵抗器を介して帰還してなる構
成としたことを特徴とする特許請求範囲第（２）項記載
の無効電力・直流信号変換器。 - （４）前記電圧比較器を入力抵抗器に直列に接続された
第１及び第２のナンドゲートとこの第２のナンドゲート
の出力を第１のナンドゲートに抵抗器を介して帰還して
なる構成としたことを特徴とする特許請求範囲第（２）
項記載の無効電力・直流信号変換器。 - （５）前記周波数検出器を演算増幅器の入、出力端子間
にツェナーダイオードを接続してなる構成としたことを
特徴とする特許請求範囲第（２）項記載の無効電力・直
流信号変換器。 - （６）前記逆数回路を前記周波数検器の出力によって駆
動されるトランジスタ及びこのトランジスタの出力側に
接続された一方向積分器で構成してなる特許請求範囲第
（２）項記載の無効電力・直流信号変換器。 - （７）前記第１の掛算回路と第２の掛算回路を各相毎に
持ち、周波数検出回路と平滑回路は共通として多相の無
効電力・直流信号変換器を構成したことを特徴とする特
許請求範囲第（１）項記載の無効電力・直流信号変換器
。 - （８）前記第１の掛算回路をパルス幅変調回路で構成し
、第２の掛算回路をスイッチ素子で構成したことを特徴
とする特許請求範囲第（７）項記載の無効電力・直流信
号変換器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59128496A JPS618680A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 無効電力・直流信号変換器 |
| US06/741,814 US4620157A (en) | 1984-06-22 | 1985-06-06 | Reactive power to DC signal converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59128496A JPS618680A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 無効電力・直流信号変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS618680A true JPS618680A (ja) | 1986-01-16 |
| JPH0130111B2 JPH0130111B2 (ja) | 1989-06-16 |
Family
ID=14986179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59128496A Granted JPS618680A (ja) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | 無効電力・直流信号変換器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4620157A (ja) |
| JP (1) | JPS618680A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007248092A (ja) * | 2006-03-14 | 2007-09-27 | Hioki Ee Corp | 二重絶縁された電気計測機器 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE59203277D1 (de) * | 1991-07-22 | 1995-09-21 | Landis & Gyr Betriebs Ag | Anordnung zum Messen einer Blindleistung oder einer Blindenergie. |
| US7315272B2 (en) * | 2005-10-27 | 2008-01-01 | Industrial Technology Research Institute | Inverter-based flash analog-to-digital converter using floating resistor ladder |
| US8120206B2 (en) * | 2008-09-10 | 2012-02-21 | Hamilton Sundstrand Corporation | Method of detecting a sustained parallel source condition |
| US8902089B2 (en) * | 2012-05-02 | 2014-12-02 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for performing digital modulation |
| CN103575975A (zh) * | 2013-11-09 | 2014-02-12 | 国家电网公司 | 一种纯90度移相式无功功率测量电路 |
Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPS5726762A (en) * | 1980-07-25 | 1982-02-12 | Toshiba Corp | Reactive watt-hour meter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0130111B2 (ja) | 1989-06-16 |
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