JPH0130111B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する分野〕 本発明は、無効電力をこれに対応した直流信号
に変換する無効電力・直流信号変換器に関するも
のである。

交流回路において電圧と電流との積に、それら
の間の相差の余弦値を掛けた値が有効電力であ
り、正弦値を掛けた値が無効電力と定義されてい
る。有効電力変換器を使用して交流回路における
無効電力を計測する無効電力・直流信号変換器を
得る場合には、電圧と電流の相差に正弦値を掛け
るべく、有効電力変換器を構成する回路の電圧又
は電流側の一方にコンデンサを挿入し、このコン
デンサにより電圧又は電流の一方をπ／２移相さ
せるようにしている。このようなコンデンサによ
るπ／２移相方式の無効電力・直流信号変換器の
従来例を第２図に示す。

〔従来技術〕

第２図において、Vsinωtは交流回路における
電圧入力、Asin（ωt＋θ）は同じく電流入力であ
る。ωは角周波数、θは電圧Ｖと電流Ａとの相差
を示すＣ１はπ／２移相用のコンデンサで、演算
増幅器Ａ１の入、出力端子間に接続されている。
電圧入力Vsinωtは演算増幅器Ａ１に加えられる。
したがつて、演算増幅器Ａ１の出力端には （Ｖ／ω）sin（ωt＋π／２） …(1) で示す如く、入力電圧Ｖをπ／２移相した電圧が
生じる。この電圧は掛算器SWの１つの入力端子
に加えられる。一方、電流入力Asin（ωt＋θ）は
掛算回路SWの他方の入力端子に加えられ、先の
電圧入力と掛算される。その結果、掛算回路SW
の出力は （Ｖ・Ａ／ω）・sinθ …(2) となる。(2)式は交流回路における無効電力を表わ
すもので、これを平滑することにより無効電力を
これに対応した直流信号に変換することができ
る。

このような第２図に示す構成の無効電力・直流
信号変換器はすべて電子部品で構成されるもの
で、小型で高精度のものが得らる特徴があり、古
典的な電流力計方式を用いた電力計に取つて変つ
て無効電力計として現在広く用いられている。し
かし、第２図の変換器においてはコンデンサＣ１
によつてπ／２移相させているが、コンデンサに
よる移相は本質的に角周波数（ωC）により変化
する。その為、第(2)式より明らかな如くこの式に
は（１／ω）の項が入つており、第２図に示す変
換器はユーザによつて周波数が指定され、メーカ
ではその指定周波数に見合つた変換器を製造しな
ければならず、極めて効率が悪いという問題点が
あつた。特に、近時ユーザの範囲がグローバルに
なつて来たことにより、無効電力変換器において
は周波数特性が大きな問題である。

〔発明の目的〕

本発明はこのような問題点を解決する為になさ
れたもので、その目的は一定範囲の周波数（例え
ば45〜65Hz）において、周波数指定の必要としな
い電子部品で構成されるコンデンサ移相方式によ
る無効電力・直流信号変換器を実現したものであ
る。

〔発明の構成〕

本発明は上記の目的を達成する為に、交流回路
における電圧又は電流が入力されそのどちらか一
方の入力を移相させるコンデンサ、前記交流回路
の周波数に対応した信号を得る周波数検出回路、
前記コンデンサの出力と周波数検出回路の出力と
を掛算する第１の掛算回路、前記交流回路におけ
る電流又は電圧入力のどちらか一方の入力と第１
の掛算回路の出力とを掛算する第２の掛算回路、
及び第２の掛算回路の出力を平滑する平滑回路で
無効電力・直流信号変換器を構成したものであ
る。以下、本発明の原理回路について説明する。

〔原理回路〕

第１図は本発明に係る変換器の原理的回路図で
ある。図において、Vsinωtは無効電力を計る交
流回路における電圧、Asin（ωt＋φ）は同じく電
流入力を示すものである。Ｃ１はコンデンサ、Ａ
１は演算増幅器で、π／２移相用の回路が構成さ
れている。SWは掛算回路、FCは本発明によつて
設けられた周波数検出回路、PWMは同じく本発
明によつて設けられた掛算回路である。

電圧入力VsinωtはコンデンサＣ１によてπ／
２移相されて(1)式に示す電圧となり、この電圧は
掛算回路PWMの１つの入力端子に加えらる。一
方、周波数検出回路FCは交流回路における角周
波数ωを検出する。この角周波数ωに対応した信
号は掛算回路PWMの他の入力端子に加えらる。
掛算回路PWMは両入力を掛算し、その出力端に
下式(3)で示す電圧を出力する。

ω（Ｖ／ω）sin（ωt＋π／２） ＝Vsin（ωt＋π／２） …(3) この電圧は掛算回路SWにおいて電流入力Asin
（ωt＋φ）と掛算される。掛算回路SWの出力は Ｖ・Asinφ …(4) となる。第(4)式は交流回路における無効電力を表
わすものであるが、第(4)式には周波数に依存する
項は入つていない。よつて、第１図の回路におい
ては周波数に影響されずに無効電力をこれに対応
した直流信号に変換する変換器を実現することが
できる。その結果、本発明によれば周波数指定を
必要とせず、小型でIC化に適した高精度の無効
電力・直流信号変換器を効率良く製作することが
できる。なお、図では電圧入力をπ／２移相して
いるが電流入力を移相するようにしてもよい。

〔実施例〕

第３図は本発明に係る変換器の一実施例の回路
構成図である。図において、PTは絶縁用変成器、
CTは電流変成器、Ｒ１は倍率抵抗器である。交
流回路における電圧Vsinωtは抵抗器Ｒ１を介し
て変成器PTに加えられ、電流Asin（ωt＋θ）は
変成器CTに供給される。Ａ１は演算増幅器、Ｃ
１はπ／２移相用のコンデンサである。前記変成
器PTの２次巻線は演算増幅器Ａ１の入力端子に
接続され、移相用コンデンサＣ１は演算示幅器Ａ
１の入、出力端子間に接続されている。変成器
PTを介して得られる電圧入力Vsinωtはコンデン
サＣ１によつてπ／２移相される。PWMは第１
図において掛算回路として説明したもので、この
回路はコンデンサＣ１によつてπ／２移相された
電圧入力Ｖをその振幅に応じたパルス幅信号に変
調するパルス幅変調回路で構成されている。

掛算回路PWMにおいて、Ｒ２はPWM回路の
入力抵抗器、Ａ２は演算増幅器、Ｃ２は積分用の
コンデンサで、Ｒ２とＡ２及びＣ２とにより積分
器IGが構成されている。COMは抵抗器Ｒ３とＲ
４及びインバータＵ１とＵ２よりなる比較器であ
る。なお、インバータＵ１とＵ２としては例えば
Ｃ−MOSで構成したナンドゲートのような高入
力インピーダンスをもつ論理素子であれば良く、
又Ｕ１とＵ２の２つを用いたがこれは極性合せ用
の為で、１個であつてもよい。前記積分器IGの
出力端は抵抗器Ｒ３を介してインバータＵ１，Ｕ
２の直列回路に接続されている。インバータＵ２
の出力端はパルス幅変調信号出力端子０１に接続
されると共に、抵抗器Ｒ４を介してインバータＵ
１の入力端に接続され、かつ抵抗器Ｒ５を介して
積分器IGの入力端に接続されている。インバー
タＵ２の出力が抵抗器Ｒ４を介してインバータＵ
１の入力側に帰還されることにより、抵抗素子Ｒ
３，Ｒ４とインバータＵ１，Ｕ２とによつてヒス
テリシスをもつ比較器COMが構成される。若し、
比較器COMにヒステリシスを持たないものを用
いた場合、特公昭44−14662号で示されるように
基準電圧源±Esを別個に必要とする。又、イン
バータＵ２の出力端が抵抗器Ｒ５を介して積分器
IGの入力端に帰還されることにより、抵抗素子
Ｒ３，Ｒ４とインバータＵ１，Ｕ２とによつて自
走形のパルス幅変調方式の掛算回路PWMが構成
される。若し、比較器COMの出力を積分回路IG
に帰還しない場合には、上記の特許公報で示され
るように、系の周期を決める為のクロツクパルス
を発生させる発振器を別個必要とする。

FCは交流回路の周波数Ｆに対応した信号を得
る周波数検出回路で、周波数Ｆを検出する周波数
検出器FDと、この周波数検出器FDの出力信号の
逆数１／Ｆに対応したアナロの電圧を得る逆数回
路Ｆ１とで構成されている。Ａ３は逆数回路FI
の出力電圧の極性を反転する極性反転回路であ
る。前記演算増幅器Ａ１の出力端は周波数検出器
FDを介して逆数回路FIに接続されている。逆数
回路FIの出力端は前記比較器COMを構成するイ
ンバータＵ１，Ｕ２の電源端に接続されると共
に、極性反転回路Ａ３と抵抗器Ｒ６の直例回路を
介して前記積分器IGの入力端に接続されている。
抵抗器Ｒ６の抵抗値は前記した抵抗器Ｒ５の２倍
となつている。

OUTは無効電力に対応した直流信号を取出す
出力回路で、この回路は第１図で説明した掛算回
路としてのスイツチ素子SW、平滑回路FL、及び
出力端子０２よりなつている。スイチSWは前記
掛算回路PWMの出力端子０１に接続されてい
る。平滑回路FLは演算増幅器Ａ２、及びこの演
算増幅器の入、出力端子間に接続された平滑用の
コデンサＣ３と抵抗器Ｒ７で構成され、スイツチ
SWによつて断続された電流Ａを平滑する。その
平滑回路FLの出力は無効電力VARに対応した直
流信号として出力端子０２より取出される。この
ような構成に係る本発明の変換器についてその動
作を設明すると次の如くなる。

交流回路における電圧Ｖと電流Ａは夫々変成器
PTとCTに加えられる。変成器PTの２次側に生
じる電流をｉ１とすると、演算増幅器Ａ１の出力
より取出されるコンデンサＣ１の電圧降下Viは
下式で示す如く角速度ω、即ち被測定の交流回路
における周波数Ｆに反比例する。

Vi＝−ｊ×i1×１／ωC1 …(5) この電圧Viは入力の交流電圧Ｖに対してπ／
２移相されたものとなる。このように周波数Ｆに
反比例すると共にπ／２移相された電圧Viは抵
抗器Ｒ２を介して掛算回路PWMに加えられる
が、以後の説明において電圧Viによつて抵抗器
Ｒ２を流れる電流を−Ivとする。一方、電圧Vi
は周波数検出回路FCを構成する周波数検出器FD
にも加えられる。これにより、被測定交流回路の
周波数Ｆが検出される。この検出信号は逆数回路
FIに加えられて１／Ｆに対応したアナログの電
圧に変換される。この変換された電圧をEsとす
ると、電圧＋Esは掛算回路PWMの比較器COM
を構成するインバータＵ１，Ｕ２の電源端に加え
られ、又極性反転回路Ａ３に加えられて極性反転
される。極性反転された電圧−Esは抵抗器Ｒ６
を介して掛算回路PWMにおける積分回路IGの入
力端に加えられる。以後の説明において、電圧−
Esによつて抵抗器Ｒ６を流れる電流を−Isとす
る。

ここで、掛算回路PWMを構成する積分器IGの
出力端、比較器COMを構成するインバータＵ１
の入力端、インバータＵ２の出力端の電位を夫々
ｅ１，ｅ２，ｅ３とすると、ｅ１，ｅ２，ｅ３の
各波形は第４図の１，２，３の如く示される。ｅ
３は３で示される如く＋Esで表わされる電圧と
なり、この電圧は抵抗器Ｒ５を介して積分器IG
の入力端に帰還される。以後の説明において、電
圧＋Esによつて抵抗器Ｒ５を流れる電流＋２Isと
する（Ｒ６＝２Ｒ５）。よつて、積分器IGは入力
電圧Viによる電流−Ivと、電圧＋Esによる電流
＋２Is及び電圧−Esによる電流−Isとを加算積分
する。正常な動作状態において、過変調にならな
いように、｜Iv｜∝｜Is｜に選ばれているので、
比較器COMが電圧＋Esを出力している期間、積
分器IGは（−Iv）と（＋Is）とを加算積分し、そ
の積分出力ｅ１は第４図１のＴ１で示す如く一定
の傾斜で減少する。そして、このＴ１の期間、電
圧ｅ２は抵抗器Ｒ３とＲ４で定まる傾斜で第３図
２で示す如く下降し、その電圧がインバータＵ１
のスレツシユホールド電圧Vsに達するとｅ１と
インバータＵ２の出力電圧ｅ２のレベルが“０”
となる。インバータＵ２の出力ｅ２、即ち電圧＋
Esが0Vになると、積分器IGは−（Iv＋Is）の電流
を加算積分する。その結果、積分器IGの出力ｅ
１は第２図１のＴ２期間で示す如くＴ１期間より
急激な傾斜で上昇する。積分器IGの出力電圧ｅ
１が正の方向に向い始めると、電圧ｅ２も上昇
し、その値がVsに達するｅ２は急激に上昇する。
このような第４図の２に示す波形の電圧ｅ２がイ
ンバータＵ１に加えられるので、インバータＵ２
の出力端の電圧ｅ３は第４図の３で示す如く＋
Esの電圧となる。このように、積分器IGにはＴ
１の期間電圧Viと電圧＋Es及び−Esの加算値に
対応した電流の和が与えられ、Ｔ２の期間電圧
Viと電圧−Esに対応した電流の和が与えられる。
即ち、積分器IGはそれに与えられる電圧の和が
零になるように駆動される。よつて、パルス幅変
調回路を構成する掛算回路PWMにおいて、系の
平衡状態においては下式(6)が成立する。

(Vi+Es)・T1／(T1+T2)＋(Vi-Es) ・T2／(T1+T2)＝０ …(6) (6)式において、（T1＋T2）＝Ｔ…一定 (6)式よりViを求めると(7)式となる。

Vi＝Es（T1−T2）／（T1＋T2） …(7) ここで、電圧Viの値は交流回路における電圧
Ｖに対して移相用のコンデンサＣ１を経ることに
より(4)式で示す如く角周波数ωに反比例する。
又、電圧ESも逆数回路FIを経ることにより１／
ωに対応したものとなる。よつて、(7)式は Vi／ω＝(Es/ω)(T1-T2)／(T1+T2) …(8) となる。この(8)式は第１図回路における第(3)式に
相当するもので、ωの項が相殺され、周波数に依
存する項が無くなる。

このように、移相用のコンデンサＣ１の電圧降
下は被測定の交流回路における周波数Ｆに反比例
する。そして、この反比例した電圧が掛算回路
PWMに加えられて周波数Ｆに反比例した逆数回
路FIの出力電圧Es／ωと掛算される。したがつ
て、掛算回路PWMは周波数Ｆが変化してもその
周波数の変化には応動せず、入力電圧Ｖの振幅に
よつてのみその変調度が変る第(8)式で表わされ、
そして第４図の３で示される波決のパルス幅変調
信号を出力する。このパルス幅変調信号は端子０
１より取出され、出力回路OUTにおける掛算用
のスイツチSWに与えられる。スイツチSWはこ
のパルス幅変調信号によつてその開閉が制御さ
れ、Ｔ１の期間ONになり、Ｔ２の期間OFFにな
るようになつている。

一方、交流回路における電流Ａは変成器CTに
より所定の値に変換され、掛算用のスイツチ素子
SWに与えられる。スイツチSWは前記したよう
に掛算回路PWMの出力信号によつてその開閉が
制御され、これによりスイツチSWの入力側に供
給される電流ＡがON、OFFされる。このON、
OFF信号は平滑回路FLに加えられて平滑される。

ところで、(8)式の（T1−T2）／（T1／T2）
は下式(9)で表わされる。

(T1-T2)／(T1+T2)＝(T1+T2-2T2) ／(T1+T2)＝１−2T2／(T+T2) …(9) スイツチSWは片側切換えなので（T1−
T2）／（T1＋T2）は(9)式の1/2となり、下式(10)
で表わされる。

（T1−T2）／（T1＋T2） ＝１／２｛１−2T2／（T1＋T2）｝ ＝１／２−T2（T1＋T2） …(10) (8)式と(10)式により、 T2／（T1＋T2）＝１／２−Ｖ／Es …(11) スイツチ素子SWによつて断続され平滑回路FLに
流入する電流をAiとすると、Aiはその包絡線が
入力電流Ａに比例し、第(11)式より次の関係式で表
わされる。

Ai＝Ａ・T1（T1＋T2） ＝Ａ・（１／２−Ｖ／Es） ＝Ａ／２−Ｖ・Ａ／Es …(12) 平滑回路FLの出力端からは(12)式の平均値（直流
分）が取出される。(12)式の右辺第１項は交流分の
みであるので、その平均値は零となる。この為、
平滑回路FLの出力電圧をEoとすると、 Eo＝Ｖ・Ａ／Es …（13） となる。ここで、電圧入力ＶはコンデンサＣ１に
よつてπ／２移相されている。したがつて、（13）
式は Eo＝（Ｖ・Ａ／Es）sinθ …（14） となる。（14）式のEoは交流回路における無効電
力VARを表わすものであるが、前記したように
π／２移相させるコンデンサＣ１の出力と周波数
Ｆに反比例した電圧Esを掛算回路PWMに加える
ことによつてパルス幅変調した信号は、周波数に
影響されず、入力電圧Ｖの振幅のみに比例する。
よつて、（14）式に示すVAL出力は周波数Ｆの影
響を受けないものとなる。このVAR信号は出力
端子０２より取出される。この取出された信号は
図示しない指示計器或いはデイジタル電圧計に加
えられてアナログ指示或いはデイジタル表示され
る。

第５図は第３図の変換器の一実験例を示すもの
で、横軸に周波数（Hz）を、縦軸に誤差（％）を
とつてある。この実験例で示されるように、商用
周波数（45〜65Hz）の範囲において誤差をほぼ
0.4％以内におさえることができた。このように、
本発明においては一定周波数の範囲において周波
数に影響されずに無効電力をこれに対応した直流
信号に変換する変換器をパルス幅変調方式による
有効電力変換器を応用して実現することができ
る。したがつて、本発明によれば周波数指定を必
要とせず、小型でIC化に適した高精度の無効電
力・直流信号変換器を効率良く製作することがで
きる。

なお、第１図に示す周波数検出器FDとこの周
波数検出器FDの出力の逆数をとる逆数回路FIと
は公知の種々の回路が用いられるが、その一例を
第６図に示す。第６図において、FDが周波数検
出回路、FIが逆数回路、BAはバツフアー増幅
器、Ａ３は第１図に示す極性反転回路である。バ
ツフアー増幅器BAの出力は電圧＋Esとして第３
図に示す比較器COMを構成するインバータＵ１，
Ｕ２の電源端に加えられ、極性反転回路Ａ３の出
力−Esは抵抗器Ｒ６を介して積分器IGに加えら
れる。周波数検出器FDは演算増幅器Ａ５とツエ
ナーダイオードDzよりなるもので、演算増幅器
Ａ５の出力端からは交流回路における周波数Ｆに
対応した矩形波出力が取出される。逆数回路FI
はトランジスタＱ、演算増幅器Ａ６、コンデンサ
Ｃ３、ダイオードＤ及び抵抗器Ｒ７〜Ｒ９よりな
るもので、演算増幅器Ａ６、コンデンサＣ３及び
ダイオードＤにより一方の積分器IG１を構成し
ている。トランジスタＱは周波数検出器FDの出
力の半波毎にONとOFFを繰返す。トランジスタ
ＱがONのとき、負の電圧源−Ｖが抵抗器Ｒ９を
介して電流ｉとして積分器IG１に加えられる。
その結果、積分器IG１の出力は第７図の１部分
で示す如く増加する。積分器IG１の出力の波高
値をVpとすると Vp＝１／C3・ｉ・ｔ＝１／C3・ｉ・１／2F
…（15） となる。トランジスタＱがOFFになると電圧源
＋Ｖが抵抗器Ｒ７，Ｒ８を介して積分器IG１に
加えられ、積分器IG１の出は第７図２で示すよ
うに急激に減少する。第７図に示す積分器IG１
の出力の面積Ｓは Ｓ＝（ｔ−Vp）／２ …（16） で表わされる。一周期をＴとすると、面積Ｓの平
均値Ｓ／Ｔは∝１／Ｆであるので、（15）式と
（16）とにより Ｓ／Ｔ＝ｋ／4C3・１／Ｆ・ｉ …（17） Ｋ……定数 となり、演算増幅器Ａ６出力電圧Esの平均値は
周波数Ｆに逆比例したものとなり、これはコンデ
ンサＣ４と抵抗器Ｒ１０によつて取出される。周
波数Ｆ（Hz）に対する逆数回路Esの特性を第８図
に示す。

第３図では単相２線式（1Φ／2W）の無効電
力・直流信号変換器の実施例であるが、第３図の
回路を応用することにより、単相３線式（1Φ／
3W）、３相３線式（3Φ／3W）、或いは３相４線
式（3Φ／4W）の無効電力・直流信号変換器を得
ることができる。第９図はその総合回路図で第３
図の一部回路をブロツク化し、第３図と同一の部
分は第３図と同一符号を付す。第９図の回路にお
いて、（1Φ／2W）のときは変圧器PT１と変流器
CT１の回路が用いられる。（1Φ／3W）のときは
変圧器PT１，PT２と変流器CT１，CT２の回路
が用いられる。（3Φ／3W）のときは変圧器PT
１，PT２と中性点Ｎ及び変流器CT１，CT２の
回路が用いられる。（3Φ／4W）のときは変圧器
PT１，PT２，PT３と中性点Ｎ及び変流器CT
１，CT２，CT３の回路が用いられる。（1Φ／
3W）、（3Φ／3W）及び（3Φ／4W）をとき、掛
算回路PWMはそれぞれの相に各別に用いられる
が、周波数検出回路FCは共通に用いられる。こ
のような変換器においては出力端子０２より
（1Φ／2W）、（1Φ／3W）、（3Φ／3W）、及び
（3Φ／4W）における無効電力を周波数に影響さ
れることなしに、これに対応した直流信号として
それぞれ取出すことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る無効電力・直流信号変換
器の原理的回路図、第２図は従来の変換器の一例
の回路図、第３図は本発明に係る無効電力・直流
信号変換器の一実施例を示す接続図、第４図は第
３図の変換器の動作を説明する為の図、第５図は
第３図の変換器の特性を示す図、第６図は第３図
の変換器に用いられる周波数検出回路FCの一例
の回路図、第７図は第６図回路の動作を説明する
為の図、第８図は第６図回路の特性を説明する為
の図、第９図は本発明に係る多相の無効電力・直
流信号変換器の実施例の回路図である。 Ｃ１……π／２移相させるコンデンサ、IG…
…積分器、COM……電圧比較器、PWM……掛
算回路、SW……掛算用のスイツチ素子、FL……
平滑回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流回路における電圧Ｖ又は電流Ａが入力さ
   れそのどちらか一方の入力を移相させるコンデン
   サＣ１、 前記交流回路に於ける周波数を検出する周波数
   検出器FDとこの周波数検出器の出力信号の逆数
   に対応した電圧を得る逆数回路Ｆ１で構成された
   周波数検出回路FC、 入力抵抗器Ｒ２と積分用のコンデンサＣ２及び
   演算増幅器Ａ２とよりなり前記交流回路における
   電圧Ｖ又は電流信号Ａが加えられる積分器IGと、
   この積分器の出力端子に接続された抵抗器Ｒ３と
   この抵抗器に直列に接続された第１及び第２のイ
   ンバータＵ１，Ｕ２とインバータＵ２の出力をイ
   ンバータＵ１に抵抗器Ｒ４を介して帰還してなる
   ヒステリシスを有する電圧比較器COMと、前記
   インバータＵ２の出力を積分器IGを構成する演
   算増幅器Ａ２に帰還する抵抗器Ｒ５よりなり、前
   記周波数検出回路FCの出力電圧を前記インバー
   タＵ１とＵ２の電源電圧として与えると共に、極
   性反転回路Ａ３及び抵抗器Ｒ６を介して前記積分
   器IGを構成する演算増幅器Ａ２に加えるように
   したパルス幅変調回路PWM、 このパルス幅変調回路によつて得られるパルス
   幅変調信号によつて駆動され前記交流回路におけ
   る電流Ａ又は電圧信号Ｖを断続するスイツチ素子
   SW、 このスイツチ素子によつて断続された信号を平
   滑する平滑回路FL、 及びこの平滑回路の出力を取出す出力端子Ｏ２
   を具備してなる無効電力・直流信号変換器。