JPS6166431A - スペクトラムスクランブル送信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力信号のスペクトラムをスクランブルに送
出することにより、通信の秘話性を高くする送信方式に
関するものである。

（従来の技術） 第５図（ａ）は、現在使用されているＰＭ変調送信方式
を表わすブロック図であり、１は入力端子、２はＰＭ変
調器、３は送信アンテナであり、ａは観測点である。こ
れに秘話機能としてスペクトラムスクランブルを付加し
た送信方式を第１図（ｂ）に示す。この形式のものは内
航船舶電話等の移動無線に使用されている。同図におい
て、４は入力端子、５はスペクトラムスクランブル、６
はＰＭ変調器、７は送信アンテナであＶ）、ｂ、ｅは観
測点である。

第５図（ａ）　、（ｂ）に示した送信機の送信変調度を
それぞれＤ　Ｉ　Ｖ　ｐ　ＭとＤｉｖ、工とする。

ここにＤ　Ｉ　Ｖ　ｐ　Ｍは第１図（ａ）の送信変調度
、Ｄ　＋　ｖ　Ｅ　Ｘは第１図（ｂ）の送信変調度、Ｇ
（ｆ）は入力信号の電力スペクトラム、Ｓ〔＊〕はスペ
クトラムスクランブル、ｆは周波数である。又ｆｔ　　
、ｆｚは帯域の下、上限周波数である。

電話の入力信号は主として音声である。音声の／ｅワー
ス被タクトラム第２図に示す様な特性を有しており、そ
の長時間平均はＱ（ｆ　）　＝　Ｇｏ”ｆ−２と近似し
うる。Ｇｏは定数、又、移動無線電話の場合の周波数帯
域Ｃｆ＋　、ｆｚ　　）は（０，３，３）ｋＩ（ｚであ
る。

従来の秘話送信方式の変調度Ｄ　ＩＶ　Ｅ工が平文送信
時の変調度Ｄ　ｒ　ｖ　Ｐ　Ｈに比較してどれ位増大す
るかを知るために、今、Ｓ〔＊〕を単純スペクトラム反
転（以下、単純反転と略称する）　Ｓ’［：＊〕に限定
する。

Ｓ’（＊］は単純反転を示し、例えばＧ（、Ｉ’）に対
しては５ＣＧ（ｆ））＝Ｇ（７ｏ−ｆ）　、ｆｏ＝ｆ１
＋ｆ２．ｆｅｃｆｌ、ｆｚ）となる。

上記条件の下で、式１，２からＤ　Ｉ　Ｖ　ｐ　Ｍ＋　
Ｄ　ｒ　Ｖ　Ｅ　Ｘを求める。

観測点ａに信号合（ｆ）を印加すると、Ｄｉ・２Ｍｕ次
の様に与えられる。

つぎに点すに信号Ｑ（ｆ）を印加すると、点・には次の
電カス被りトラムを有する信号ＴＥｘげ）が現われる。

△　　　△ ＴＥＸ　（Ｊ’　）　＝Ｓ’　ＣＧ　（ｆ）　）　”　
Ｇ　（ｆｏ　−ｆ）したがって、従来の第１の例の秘話
送信機の変調度Ｄ　＋　Ｖ　ＥＸは、 と求まる。

式４，５とを比較すれば明らかになる事であるが、図５
に示す様にＰＭ変調器の前に単純反転を挿入すると、そ
れだけでＬ　０１０ｇ（Ｄ１％’ｇｘ／Ｄ！ＶｐＭ）＝
８．７ｄＢ（電力比）の変調度拡大が生じ、送信機の放
射する電波の周波数占有帯域幅が拡大する欠点が生じる
。この占有帯域の拡大を防止するためには、第３図に示
す様に、アッテネータなどを挿入し送信機への信号の入
力レベルを減衰する必要が有り、これが原因となり送信
ｓ、、”′Ｎ＝２劣化させる°第２の欠点があった。第
３図において、８は入力端子、９はＰＭ変調器、１０は
送信アンテナ、１１はアッテネータ、１２は単純反転、
１３はＰＭ変調器、１４は送信アンテナであり、９のＰ
Ｍ変調器と１０の送信アンテナは８に入力する信号を平
文でＰＭ送信する送信機を構成し、１１のアッテネータ
と１２の単純反転と１３のＰＭ変調器と１４の送信アン
テナは８に人力信号を単純反転し秘話暗号化しＰＭ送信
する送信機を構成する。

単純反転を挿入すると、上に述べた問題が発生する。こ
の問題を解決した従来の第２の秘話送信方式が電子通信
学会の論文誌（Ｖｏｌ、　Ｊ６４−Ｂ　、Ａ５ｐ２４５
，１９８１年５月）に携載されている。この方式を簡単
に説明し、その欠点を明らかＫする。

第４図は従来の方式の第２の実施例を示す。同図におい
て、１５は入力端子、１６は単純反転、１７はプレエン
ファシス、１８はＰＭ変調器、１９は送信アンテナであ
り、ｄとｅは観測点である。

第２の実施例は、スペクトラムスクランブルを単純反転
に限り、なおかつ入力信号が電力Ｇ（ｆ）の場合にのみ
送信変調度Ｄ　Ｉ　Ｖ　ｇ　Ｘが、平文送信変調度Ｄｉ
ｖＰＭに等しくなる。すなわち １５の入力端子に電力Ｇ（ｆ）なる入力信号を印加する
と、点ｄに単純反転信号、Ｇ（ｆｏ　　ｆ）が表われ、
つづく１７でプレエンファシスＨｐ（ｆ）の作用を受は
点ｅに電力Ｔ、ｘ（ｆ）が表われる。ここにしたがって
Ｄ　ｉ　ｖ　Ｅ　Ｘは となり、たしかにＤｉｖＰ、に一致する。しかし、この
条件は一般の信号Ｇ（ｆ）に対しては、スペクトラムス
クランブルを単純反転に限定しても成立しない。事実、
点ｄの信号はａ（ｔｏ−ｉ）　　となり、かつ点ｅの信
号Ｔ。Ｘげ）は、 ＴＥＸ（ｆ）　＝　Ｈｐ（ｆ）Ｇ（ｆｏ　　ｆ　）とな
る。したがってＤ　ＩＶ　Ｅ　Ｘはここでｆ。−ｆ　＝
　ｘ　と変数変換を施せば、ｄｆ＝−ｄｘから、式αη
は次の様になる。

式α２において積分域金入れ替え−ｄｘ’ｉｄｘと書き
改めると、次式が求まる。

一方、平文の変調度Ｄ　ｊ　Ｖ　ｐ　Ｍは、次の様にも
表現できる。

式１３と１４とを比較すれば、ただちに判る様に、Ｄ　
＋　ｖ　ｔｘとＤｉｖ、Ｍは任意の入力信号ａ（ｆ）に
対して常にも成立しない。

第２の実施例は、ある特定の入力信号Ｇ（ｆ）に関して
、かつ単純反転のみを対称とするときＤ　Ｉｖ　ｒ：ｘ
がＤ　＋　ｖ　ｐｙに一致する。しかし、これは、（１
）一般の入力信号に対して変調度が変化する第１の欠点
を、又 （２）　　スペクトラムスクランブルとして取りうるの
は単純反転のみである第２の欠点を有する事を示す・ 任意のスペクトラムスクランブルは、入力信号を多数の
帯域に分割した後、各帯域の成分を入れ替える事で実現
できる。したがって、従来の第２の実施例を適用すると
特定の入力信号Ｇ（ｆ）に対してもスペクトラムスクラ
ンブル対応に各帯域毎に極めて多数のエンファシスを準
備する必要が有る。さらにこれらエンファシスの特性は
スペクトラムスクランブル毎に変化させねばならず、実
現する事は膨大な費用を要し、経済的にＤｉｖＥｘをＤ
ｉｖ、Ｍに一致させる事ができないという第３の欠点を
従来の第２の実施例は有していた。

（発明が解決しようとする問題点） 従来の方式が有していた欠点を解決するために、任意の
ス被りトラムスクランブルＳ〔＊〕に対して、かつ一般
の入力信号Ｇ（ｆ）に対して変調度Ｄ　ｒ　ｖ　ＩＥが
、平文の変調度Ｄ　Ｉ　Ｖ　ｐ　Ｍに常に等しく保ちう
る簡単な回路構成の送信方式を提供することを目的とす
る。

（問題点を解決するための手段） 本発明の特徴は、信号入力端から順に微分回路とスペク
トラムスクランブル回路とＦＭ変調回路とを接続し、Ｐ
Ｍ変調を行なう送信方式にある。

（作用） スペクトラムスクランブル回路が微分回路とＦＭ変調回
路の間に挿入されることにより、後に解析結果を示され
るごとく、ス４クトラムスクランブルの内容にかかわら
ず、ＰＭ変調出力の変調度が一定となり、上記目的が達
成される。

第１図は本発明の１実施例を示す図であり、２０は入力
端子、２１は微分性回路、２２はスＲクトラムスクラン
ブラ、２３は周波数変調器（Ｆ’Ｍ変調器）、２４は送
信アンテナであり、ｆ。

ｇは観測点である。第１図がＰＭ送信機の特別な構造を
成す事は、ス被りトラムスクランブラの機能を停止させ
点ｆとｇとの信号が互いに等しくなる様にするとき２１
の微分性回路と２２のＦＭ変調器の縦続構造とみなしう
る事から理解できよう。

ここではス４クトラムスクラングラとして、入力信号と
全く同じパワース４クトラムを有する信号を出力する様
なものは除外する事とする。なお、微分回路とＦＭ変調
回路によりＦ’Ｍ変調が行なえることは当業者には周知
で例えば科学新聞社発行の（１９７２，９，３０）、「
移動通信方式」（渡辺正信著）の第４９頁に記載されて
いる。

第１図で２１の微分性回路と２２のス梗りトラムスクラ
ンブルの詳細な構造例を第６図と第７図に示す。

第６図において、（ａ）が回路構成例を、（ｂ）がボー
デ線図による振幅自乗の周波数応答を示し、Ｃは静電容
量（容量はＣファラド）Ｒは抵抗（抵抗値はＲオーム）
、ｆｌ　、ｆｚは帯域の下、上限周波数、ｆ、は（ａ）
の回路の遮断周波数ｆｃ＝′／２πＲＣである。

図６（ｂ）に示す様に帯域内において２０　ｄＢ／ｄｅ
ｃａｄｅの傾きを成す周波数応答を有する回路を、ここ
では微分性回路と総称する。図に示した様にｉｃ　）ｔ
　ｚなる条件を満せば、−次の・・イパスフィルタの遮
断域の周波数応答は、微分フィルタのそれに一致する。

又素子値Ｒ，Ｃの若干のずれはｆ、の若干のずれ’２ｔ
ねくものであるが、微分特性そのものに影響を与える事
はなく、たんに信号レベルのわずかな変動に影響するに
とどまる。これは、微分性回路の製作にあたり、工業的
に極めて経済的である事を意味する。

第７図に、スペクトラムスクランブル手段の一実現例を
示す。第７図において、２５は入力端子、２６はミキサ
、２７は局部発振器、２８はロー・ぐスフィルタ、２９
〜３１はスイッチ、３２〜３４はバンドノソスフィルタ
、３５〜３７はミキサ、３８〜４０は可変周波数局部発
振器、４１〜４３は遮断特性の可変なロー・母スフィル
タ、４４は加算器、４５は出力端子であり、ＥＡ　、　
ＥＢ　、・・・、ＥＰは各々観測点である。入力端子２
５に第８図（Ｆ、に’）に示す模式的な・ぐワースイク
トラムを有する信号を印加するとき現われるスペクトラ
ムを第８図（ＥＢ）〜（ＥＭ）に示す。ＥＡ−ＥＭの各
点とスペクトラム（ＥＡ）〜（ＥＭ）はそれぞれ対応し
ている。

局部発振器２７の周波数ｋ　ｆｏ　＝ｆｓ　＋　１２に
固定し、ロー・ぐスフィルタ２８の遮断周波数’ｅｆｚ
に、バンドＡスフィルタ３２〜３４の通過域帯域ｔ〔ｆ
ｌ、ｆｔ　＋１ｗ）　、Ｃｆｔ　＋１ｗ　、ｆｔ　＋２
ｆｗ）　。

・・・、Ｃｆ２　ｆｗ、ｆ２〕に設定する。ここにｆＷ
＝Ｃｆ２　　ｆｔ　）／ｍ　；　ｍはス＜クトラムスク
ランブルを施す帯域分割数、以下の説明をｍ　＝　３の
場合について説明するが、他の場合も全く同様であり容
易に類推できるので説明を省略する。可変周波数局部発
振器の周波数を、３８　ｋ　２　（ｆ１＋ｆｗ’）　。

３９を２（ｆ１＋ｆＷ）、４０全２ｆ２　ｆｗに設定し
、可変カットオフのローノＰスフィルタの遮断周波数全
容々４１を八＋２ｆｗＸ　ｌ１２をｆ１＋ｆｗ、　　４
３　ｔｆ２に設定し、スイッチ２９をＥＡ側に、３０を
ＥＢ側に、３１をＥＡ側に接続する。第８図（ＥＡ）に
示すスにクトラムを有する信号を入力端子２５に印加す
ると、点ＥＢには（ＥＢ）に示す様な単純反転した信号
が現われる。バンド・ぐスフィルタ３２〜３４で構成す
るフィルタパンクで（ＥＡ）又は（ＥＢ）の信号はいず
れも点線で示す様に３帯域に分割される。（ＥＡ’）と
（ＥＢ）において図中の数字１．２．３は入力信号の帯
域に存在していた信号成分を示し、（ＥＢ）に記す１’
、　２’、　３’の裏文字は、元の成分が反転されてい
る事を示す。

２９と３２は（ＥＡ）の１の成分を抽出するので出力と
して（ＥＣ）のスペクトラムが点ＥＣに現われる。３８
の出力と３２の出力との積をミキサ５０で求める。ミキ
サ５０の出力は（ＥＤ）に示す様に両側帯波スにクトラ
ム構造を有する。この両側帯波のうち、下部側帯波のみ
４１のロー・ぐスフィルタで抽出すると、点ＥＥにおい
てスペクトラム（ＥＥ）が求まる。この操作によって、
成分１は反転され、かつ周波数ｆｗのみ偏位される。

第２の成分２は、３０と３３の機能により、先ず反転し
た２′ヲ抽出した後、ミキサ３６が局部発振器３９の出
力で変調し両側帯波を生成し、このうち下部側帯波のみ
を４２で抽出して、スペクトラム（ＥＨ）へ変形される
。この間成分２を周波数ｆｗ　のみ下方へ偏位する操作
が実行される。

最後の成分３を、３１と３４で（ＥＪ）に示す様に抽出
した後、成分３と局部発振器４０の出力とでミキサ３７
において変調しＩＫ）ｔ−得、変調波の下部側帯波のみ
を抽出しくＥＬ）を求める。かかる操作によって、成分
３は自分の帯域内において反転される。

点ＥＥとＥＨとＥｌ、のおける３信号の和ヲ、４４の加
算器で求め合成すれば、点ＥＭに（ＥＭ）に示すスペク
トラムを有する信号が求まる。

入力信号であるスペクトラム（ＥＡ）とス被りトラムス
クランプラの出力であるスペクトラム（ＥＭ）とを比較
すれば、金成分はスイッチ２９〜３１の状態（２ｍ個）
と、局部発振器３８〜４０とローパスフィルタ４１〜４
３との状態（ｍりとにより、２　ｍ　、　ｍ　＋通りの
スクランブルパターンを生じる。

スクランブルされたスペクトラムを有する信号を元のス
ペクトラムを有する信号に戻す機能が、スペクトラム・
デスクランブルである。スにクトラム・デスクランブル
機能を実行するス被りトラムスクランプラは第７図と同
様な構造で実現できる。スペクトラム・デスクランブラ
においては、（ＦＭ）における成分１（元の成分２）を
ｆＷだけ上方へ偏位し、成分２（元の成分１′）ヲ反転
しｆｗのみ下方へ偏位し、成分３（元の成分３′）ヲ反
転する操作が実行される。このためには、８７図のスイ
ッチ２９をＥＢ側に、スイッチ３０’ｉＥＡ側に、スイ
ッチ３１をＥＤ側に接続し、局部発振器３８〜４０の周
波数を、次の様に設立する。３８は２ｆｌ＋３ｆｗに、
３９は２（ｆｌ十ｆＷ）に、４０は２（ｆＩ＋２ｆＷ）
とする。さらに４１〜４３のローパスフィルタの遮断周
波数を、４１においてはｆ２に、４２にお１ハてはｆ１
＋ｆｗに、４３においてはｆ１＋２ｆＷに、各々設定す
る事でデスクランブル機能が実現できる。

第５図の本発明の秘話送信方式の送信変調度に議論を戻
す。入力端子２０に音声等の任意の信号Ｇ（ｆ）’Ｉ：
印加すると、点ｆには２１の微分性回路の作用全骨けた
信号の電力ｉ　ａ（ｆ）が現われる。

つづいて、２２のスペクトラムスクランブラにｆ２Ｇ　
（ｆ　）は入力され、スクランブルされ５Ｃｆ２ａ（ｆ
）　）なるスペクトラムを有する信号が点ｇに現われる
。

ここにＳ〔＊〕は任意なスペクトラムスクランブル機能
を意味する。したがってＦＭ送信機の変調度Ｄ　Ｉ　Ｖ
　Ｉｇは入力信号の電力によって与えられるので、とな
る。式１５の被積分関数が５ＣｆＧ（ｆ）〕であり、ｆ
ＳＣｆＧ（ｆ）〕でないのは、変調器がＦＭ変調器であ
る事による。もしＰＭ変調器を用いれば、式１５の被積
分関数はｆ　ＳＣｆ　Ｇ（ｆ））となる事に注意された
い。式１５のＤ　ｉ　ｖ　Ｉ　Ｋが、同一人力信号を平
文のままＰＭ送信する場合の変調度ＤｌｖｐＭに一致す
る事を証明する。

式１５を再載する 式１５を積分の定義に戻り書き改める。

式１５′においてインデックス１を１からＮまで若番順
にただ１度のみすべてのｉについて加算するときＤ　Ｉ
　Ｖ　Ｉ　Ｅの値が求まる。すなわち、ＤＩＶＩＥ　＝
ｌｒｍ　　’Ｆ：　　Ｓ　［：ｆ１’　Ｇ　Ｃｆ　１）
　）ΔｆΔｆ→Ｏ１ε！ ただし　Ｉ＝（１，２，・・・、Ｎ） ここでスペクトラム・スクランブル／デスクランゲルを
少し詳しく考える。帯域Ｃ：ｈ　、ｆｚ　］　を無限に
細かく分割してゆくと、任意のスクランブル／デスクラ
ンブルは第９図に示す様に、（ｂ）に示す・ぞワースペ
クトラムｉ　ａ（ｆ）と、（ａ）に示す・ぐワースペク
トラム５ＣｆＧ（ｆ）〕の各分割した帯域成分の周波数
軸上の入れ替えと見なす事ができる。もしスペクトラム
スクランブルＳ〔＊〕の成分のおおきさが変化するなら
ば、それはスペクトラムスクランブルと呼ぶ事ができず
、一般に周波軸上での成分の入れ替え操作全スペクトラ
ム・スクランブル／デスクランブルと呼ぶものである。

第９（ａ）図において、無限に細分化した帯域成分を抽
出し、スクランブルする以前の周波数位置に切りばる。

この切）ばりをすべてのインデックスＩＣＩについて実
行すると第９（ｂ）図に示す、スクランブル前の・ぐワ
ースペクトラムが忠実に実現できる。すなわち、式１５
’において加算をインデックスの若番順に実行しても、
すべてのインデックスをただ１度のみ加算しても、Ｄ　
Ｉ　Ｖ　、ｇの値が等しい事が知れる。

すなわち、 と記述できる。式１６を積分の定義式を用いて書き改め
れば、 となり、任意の入力Ｇ（ｆ）と、任意のスクランブルＳ
〔＊〕に対して常にＤ　＋　ｖ　Ｉ。＝ＤｉｖＰＭでち
る事が明らかになる。

次に本発明の送信方式を用いて、本出願人によって既に
開示している受信方式と組み合わせると、通話品質を劣
化させる事と効果的に秘話通信システムが構築できる事
と示す。

第１０図は、本出願人によって既に開示した受信方式の
１実施例（特願昭５８−１７９３９５　）であシ、５０
は受信アンテナ、５１はＰＭ復調器、５２は微分性回路
、５３はスペクトラム・スクランブラ、５４は積分性回
路であり、ＤＡ、ＤＢ、ＤＣは観測点である。

第１１図は、同じく本出願人によって開示した受信方式
であり、第１０図の方式と同一作用をなすがよシ経済的
効果を増大したものであり、５６は受信アンテナ、５７
はＦＭ復調器、５８はスペクトラムスクランブラ、５９
は、積分性回路であり、ＤＤ、ＤＥは観測点である。５
２の微分性回路は本発明の第５図の２１のそれと同様な
回路であり、５３と５８のスペクトラムスクランブラは
同じく第５図の本発明の２２と同様な回路であ）、５４
と５９の積分性回路の詳細な実施例を第１２図に示す。

第１２（ａ）図は、回路構造を、同（ｂ）図はゴー７′
線図で示した周波数応答である。同図において、Ｒ′は
抵抗値Ｒ′オームの抵抗、Ｃ′は容量Ｃ′ソファドの静
電容量、ｆｌ、ｆｚは帯域の下、上限周波数、ｆｏは（
ａ）の１ｍのロー・にスフィルタの遮断周波数でありｆ
ｏ＝１／２πＲ’　Ｃ’である。図に示す様にｆｃりｆ
ｌなる条件を満すとき、１次のロー・ぐスフィルタの遮
断特性は積分フィルタの特注に正しく一致する。素子値
Ｒ１、ｃｌのバラツキは、遮断周波数ｆ。の若干の変動
を生じるが、積分性特性（−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ　
）には影響を与えずフィルタ出力の信号レベルの若干な
・ぐラツキとなるにとどまる。

第１図の本発明方式と第１０／第１１図の受信方式とを
組み合せ秘話通信を実施する方法の例全簡単に述べる。

２２のスクランブル・ぞターンを別途何らかの方法で受
信側に告知する。この・ぐターンが秘話鍵になるので、
この告知を通信相手以外に知られないように注意するか
、あるいは・セターンをコード化し、このコードを公開
鍵方式等を利用して暗号化し送信する。何らかの方法で
告知されたスクランブル・セターンに基づきスペクトラ
ムを元に戻すデスクランブル・ぐターンを生成し、この
・母ターンに従い５３又は５８のスペクトラムスクラン
ブラの機能全設定する。もちろんスペクトラム・スクラ
ンブルパターン？告知する代シに、スペクトラム・デス
クランブル・ぞターンを告知する方法も考えられるが容
易に類推できる範驕である。

以上の操作により５３又は５８の機能をＳ−１〔＊〕と
表現できるように設定できる。

２３のＦＭ変調器の入力信号の電力が５Ｃｆ２ＧＣｆ）
　］であるので、２３から送信される電波を受信すると
き、電波伝搬路に雑音と歪み発生源が存在しないと仮定
すれば点ＤＤＫはＦＭ復調出力として５Ｃｆ２Ｇ（ｆ）
〕、点Ｄ　Ａ　ＫＨＰ　Ｍｔｌｌｊカドｌ、でｔ−ｓＣ
ｆ　ｃ；（７）ｌ）なる電力を有する信号が現われる。

第１Ｏ図においては、つづいて点ＤＢには復調出力の微
分：　ｆ２（ｆ２ｓｃｆ２Ｇｃｆ）月＝ＳＣ１２Ｇ（ｆ
）〕が、点ＤＣにはこのデスクランブル出カニ Ｓ　　（ＳＣｆ　ＧＣｆ）月＝　ｆ　Ｇ（ｆ）が、出力
端子５５にはデスクランブル出力の積分、　ｆ−（ｆ　
Ｇ（ｆ））＝　Ｇ（ｆ）が現われる。したがって、第１
図と第１０図の送信方式と受信方式とを組み合せれば送
信の入力端子２０の印加信号が正しく出力端子５５に再
生される事が知れる。電波伝搬路に雑音発生源が含まれ
るフェーソングチャネルの場合に、ＰＭ復調の雑音スペ
クトラムが積分性の周波数特性を有しているので、復調
出力を微分し雑音を平坦な特性にした後、デスクランブ
ルし、しかる後に再度積分しＰＭ復調の雑音特性に等し
く保つ事は、前の出願（特願昭５８−１７９３９５　）
と全く等しい。それゆえ、第１０図の方式も、前記出願
と同一にフェーノング雑音による通話品質の劣化を防止
する能力を有する事が理解できる。

一方、第１１図においては、ＦＭ復調出力Ｓ〔１２Ｇ（
ｆ）〕は、ただちにデデスクランプされ、点ＤＥには信
号Ｓ−１［５Ｃｆ２Ｇ（ｆ）］）＝１２Ｇ（ｆ）が現わ
れる。

デスクランブルされた信号は、最後に積分され、ｆ−２
（７２Ｇ（ｆ）　ｌ　＝Ｇ（ｆ）となり、第１０図の再
生信号に全く等しい信号が出力端子６０に現われる。

以上、説明した様に、本方式と既に開示した方式と組み
合せる時、効果的に秘話通信システムが実現される効果
が期待できる。

（発明の効果） 以上説明したように本発明の方式は、以下の効果を有す
る。

１、任意のスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕を用いて
も、任意の入力信号Ｇ（ｆ）に対して、変調度Ｄ　ｉｖ
　ｒ　ｚを、常に平文送信時の変調度ＤｉｖＰＭに等し
７く保つ事ができる。

２、送信変調度をＤ　ｉｖ　Ｐ　Ｍと等しく保つ事がで
きるので、従来の第１の例に比較して送信ＳＮ比を約９
ｄＢ改善できる。

３、送信装置が、微分性回路とスペクトラム・スクラン
ブラとＦＭ変調器のみで構成でき、装置が簡単でかつ最
も経済的に実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例を示す図、第２図は音声電力
のスペクトラムの長時間平均を示す図、第３図は平文用
ＰＭ送信方式と従来の第１例との最大変調度を等しく保
つ方法を示す図、第４図は従来の秘話送信方式の第２の
実施例を示す図、第５図（、）及び（ｂ）は従来のＰＭ
送信方式及び秘話通信方式の第１の例を示す図、第６図
（、）及び（ｂ）は微分性回路を示す図、第７図はスペ
クトラムスクランブラの１実施例を示す図、第８図は第
７図の観測点におけるスにクトラムを示す図、第９図は
スペクトラムスクランブル操・作を示す図、第１０図と
第１１図は、本発明と組み合せると秘話通信システムを
効果的に構成できる受信方式の実施例を示す図、第１２
図（、）及び（ｂ）は積分性回路を示す図である。 １．４，８，１５．２０は送信方式の入力端子、２．６
，９，１３，１８はＰＭ変調器、３，７゜１０．１４，
１９．２４は送信アンテナ、５゜１２．１６は単純反転
、１１はアッテネータ、１７はブレエンファシス回路、
２１．５２は微分性回路、２２，５３．５８はスペクト
ラム・スクランブラ、２３はＦＭ変調器、Ｒ，Ｒ’は抵
抗、ｃ　、　ｃ’は静電容量、２５はスペクトラム・ス
クランブラの入力端子、２６，３５，３６．３７はミキ
サ、２７．３８，３９，４０は局部発振器、２８゜４１
．４２．４３はローパスフィルタ、２９゜３０．３１は
スイッチ、３２．３３．３４はパ／ド・セスフィルタ、
４４は加算器、４５はスペクトラム・スクランブラの出
力端子、５０．５６は受信アンテナ、５１はＰＭ復調器
、５４．５９は積分性回路、５５．６０は出力端子、５
７はＦＭ復調器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 信号入力端から順次縦続に接続された、微分回路と、ス
   ペクトラムスクランブル回路と、周波数変調回路（ＦＭ
   ）とを有し、送信すべき入力信号に対してスペクトラム
   スクランブルを施した位相（ＰＭ）変調を行う事を特徴
   とするスペクトラムスクランブル送信方式。