JPS6162232A - Two modulus prescaler - Google Patents
Two modulus prescalerInfo
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- JPS6162232A JPS6162232A JP18488584A JP18488584A JPS6162232A JP S6162232 A JPS6162232 A JP S6162232A JP 18488584 A JP18488584 A JP 18488584A JP 18488584 A JP18488584 A JP 18488584A JP S6162232 A JPS6162232 A JP S6162232A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/356—Bistable circuits
- H03K3/356017—Bistable circuits using additional transistors in the input circuit
- H03K3/356034—Bistable circuits using additional transistors in the input circuit the input circuit having a differential configuration
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野〕
この発明は、無線受信機の周波数シンセサイザ等に使用
して好適な2モジこラス・プリスケーラ回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a two-modulus prescaler circuit suitable for use in a frequency synthesizer of a radio receiver or the like.
周知のとおり、FM受信機等の無線受信機では、離散的
なi数の局発周波数を発生するために、周波数シンセサ
イザを使用しているものがある。この周波数シンセサイ
ザは、電圧制御発振器(VCO)の発振周波数をプログ
ラマブル・デバイダによって分周し、分周後の周波数が
基皐周波数と一致するよ5にコント四−ルして多数の局
発周波数を発生するのが普通であるが、VCOの発振局
波数が相当に高いためにVCOとプログラマブル・デバ
イダとの間に高速のプリスケーラ(前置分子’tva)
ヲ介挿し、プログラマブル・デバイダには周波数の低い
信号を供給するようにしている。As is well known, some wireless receivers such as FM receivers use a frequency synthesizer to generate i number of discrete local oscillation frequencies. This frequency synthesizer divides the oscillation frequency of a voltage controlled oscillator (VCO) using a programmable divider, and controls the divided frequency to match the base frequency to generate a large number of local oscillation frequencies. This normally occurs, but since the oscillation frequency of the VCO is quite high, a high-speed prescaler (prefix 'tva) is required between the VCO and the programmable divider.
A low frequency signal is supplied to the programmable divider.
第3図は、この種のプリスケーラの一構成例を示すブロ
ック図であり、これは2つの分局比(モジュラ7、)/
//6.///7を有するGaAsプリスケーラの代表
的なものである。この図において、1は信号入力端子、
2は分周出力端子、3は分周比切替信号入力端子、DF
Fl、DFF2゜D F l” 3はマスク・スレーブ
型のDフリップ自フロップ、TFF’l、TFF’2は
Tフリップ・フロップ、N0R1,NQ几2は帰還信号
制御用のN(JRアゲート路、(JRはORゲート回路
である。FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of this type of prescaler, which has two division ratios (modular 7,)/
//6. This is a typical GaAs prescaler with ///7. In this figure, 1 is a signal input terminal;
2 is a frequency division output terminal, 3 is a frequency division ratio switching signal input terminal, DF
Fl, DFF2゜D Fl"3 are mask slave type D flip self-flops, TFF'l, TFF'2 are T flip-flops, N0R1, NQ2 are N (JR agate path, (JR is an OR gate circuit.
このプリスケーラにおいて、3個のDフリップ・フロッ
プDFFl〜DFF3は、分周比切替信号入力端子3に
印加される信号によって、分周比l/弘またはl/9の
分周器として作用し、2個のTフリップ・フロップT1
1i”Fl、 TIi’F2は分周比l/lI−の分周
器として作用する。そして、N01(ゲート回路N0R
1,へORzおよびORゲート回路ORを介して、初段
のDフリップ・フロップDFF1への#還信号を制御す
ることによって、全体としては///l、あるいは//
/7の分周器として作用するようになっている0次に、
第φ図は上記プリスケーラのNoORゲート回路(JR
l、へ(JR2と、初段Dフリップ・フロップf)Fl
!’lのマスク部との回路構成ヲ示ス回路図である。こ
の図において、4.5はノアゲート回j!bN(JRI
の入力端子、6はN0R20入力端子であり、これらの
入力端子4. 5. 6には各構成要素DFF3.(J
R,D1i’F2かもの帰還信号が供給されている。ま
た、7は初段Dフリップ・フロップDF’FIのマスク
部の出力端子、8はDFFIの第コステージの端子、9
は接地端子、10は定電流源用FET(市:界効果トラ
ンジスタ)のゲートバイアス端子、11は定電圧源、R
1゜R2は負荷、TaNTiは定%:流源用FETであ
る。これら9個のFET−Ta〜′riの各ゲートはゲ
ートバイアス端子10に接続され、端子10に適正な電
圧が印加されると各FET−Ta〜Tiが定電流源とし
て動作する。そして、この状態でNORゲート回路N0
RI、N0R20入力端子4.5あるいは6に基準電圧
Ref よりも高い電位(“H“レベル)を印加する
と、前記各入力端子4〜6に接続されたFET 、Tl
〜T3がそれぞれオン状勅となり、逆に基準電位Ref
よりも 1.、。In this prescaler, the three D flip-flops DFF1 to DFF3 act as a frequency divider with a frequency division ratio of 1/Hiro or 1/9 depending on the signal applied to the frequency division ratio switching signal input terminal 3. T flip-flops T1
1i"Fl, TIi'F2 act as a frequency divider with a frequency division ratio l/lI-. Then, N01 (gate circuit N0R
By controlling the # return signal to the first-stage D flip-flop DFF1 through ORz and the OR gate circuit OR to 1, ///l, or //
The 0th order, which is designed to act as a /7 divider,
Figure φ shows the NoOR gate circuit (JR
l, to (JR2 and first stage D flip-flop f) Fl
! FIG. 2 is a circuit diagram showing a circuit configuration with a mask section of 'l. In this figure, 4.5 is Noah Gate times j! bN(JRI
, 6 is the N0R20 input terminal, and these input terminals 4. 5. 6 includes each component DFF3. (J
R, D1i'F2 and other feedback signals are supplied. In addition, 7 is the output terminal of the mask section of the first stage D flip-flop DF'FI, 8 is the terminal of the costage of DFFI, and 9
is a ground terminal, 10 is a gate bias terminal of a constant current source FET (field effect transistor), 11 is a constant voltage source, R
1°R2 is a load, and TaNTi is a constant %: flow source FET. Each gate of these nine FET-Ta to 'ri is connected to a gate bias terminal 10, and when an appropriate voltage is applied to the terminal 10, each FET-Ta to Ti operates as a constant current source. In this state, the NOR gate circuit N0
When a potential higher than the reference voltage Ref (“H” level) is applied to the RI, N0R20 input terminals 4.5 or 6, the FETs and Tl connected to each of the input terminals 4 to 6 are
~T3 are respectively turned on, and conversely, the reference potential Ref
More than 1. ,.
低い電位(“L″レベルを印加するとFET・′r1〜
T3がオフ状態となる。When applying a low potential (“L” level), FET・'r1~
T3 is turned off.
第弘図(ハ)は、信号入力端子1が“H″ルベルなって
いるときの、入力端子4〜6のレベルと上記端子80レ
ベルとの関係を示す真理値表であり、例えば、入力端子
1f/!r/l、が“H″/“L″/“L“のときには
、端子8が″L″レベルになる等々である。Figure 3 (c) is a truth table showing the relationship between the levels of input terminals 4 to 6 and the level of terminal 80 when signal input terminal 1 is at the "H" level. 1f/! When r/l is "H"/"L"/"L", the terminal 8 becomes "L" level, and so on.
ところで、上述した従来のプリスケーラ回路のNORゲ
ート回路N0RI−、N(Jl(2は次のよう ゛な欠
点を有していた。By the way, the NOR gate circuit N0RI-,N(Jl(2) of the conventional prescaler circuit described above had the following drawbacks.
+l) 帰還信号を遅延させ、分周動作の高速化を阻
む。+l) Delays the feedback signal and prevents speeding up of the frequency division operation.
第3図において、λつのNORゲート回路N0)Ll、
N(Jl(,2と3つのDフリップ・フロップDFF1
〜DFF3からなる回路は、入力信号を直接分周し、本
プリスケーラ回路の最高動作周波数を決定する部分であ
るが、Dフリップ・フロップIJFF2、DF11゛3
からの帰還信号が入力信号の1周期以内に初段Dフリッ
プ・フロップDFF1に完全九入力されなければ正常に
動作しない。この帰還時間は、この部分の最長ループで
あるD F F 3→へ01(1→N0Rzによって決
定される(DPI”1〜DFF3には入力信号が同時に
印加されるので、DFFI、DFF2は最長ループに入
らない)。In FIG. 3, λ NOR gate circuits N0)Ll,
N(Jl(,2 and three D flip-flops DFF1
The circuit consisting of ~DFF3 directly divides the input signal and determines the maximum operating frequency of this prescaler circuit, and the circuit consisting of D flip-flops IJFF2 and DF11゛3
It will not operate normally unless a complete nine feedback signals from the input signal are input to the first stage D flip-flop DFF1 within one cycle of the input signal. This feedback time is determined by the longest loop in this part, DFF 3→01(1→N0Rz). ).
しかして、D7リツプ・70ツブDFFI〜DFF3は
マスタスレーブ型で、その動作時間は単体の動作時間t
D?Fの2倍、すなわち2tDFIFとなるから、NO
Rゲート回路Na1t、N0R2の動作時間なtNoR
とすると、本プリスケーラ回路の最高動作周波数fma
x は下式で示される。Therefore, the D7 lip/70 tube DFFI to DFF3 are master-slave type, and their operating time is the individual operating time t.
D? Since it is twice F, that is, 2tDFIF, NO
R gate circuit Na1t, operation time of N0R2 tNoR
Then, the maximum operating frequency fma of this prescaler circuit is
x is expressed by the following formula.
fmax−□川(11
2t+2tNoR
FF
従って、時間tD?FならびにtNORが短いはと、こ
のプリスケーラ回路は高速に動作することとなり、NO
Rゲー)NO)Ll、N(JR2がこの高速化を阻止し
ていることが分る。fmax-□kawa(11 2t+2tNoR FF Therefore, although time tD?F and tNOR are short, this prescaler circuit operates at high speed, and NO
It can be seen that R game) NO) Ll, N (JR2) prevents this speed increase.
(21NORゲ一ト回路N(JRl、N0LLzは計6
個の定電流源’ra、−,,Tfを有し、消費電流が大
きい。(21NOR gate circuit N (JRl, N0LLz is 6 in total)
It has constant current sources 'ra, -, , Tf, and consumes a large amount of current.
上述したように、2つのNORゲート回路N(Jl(。As mentioned above, two NOR gate circuits N(Jl(.
1、NOO20らび!/c3つのD7リツプ・70ツブ
DFF1〜DFF3からなる回路は、高速動作を行わせ
るべく設計されるため、Iσも消費電流の多い部分であ
り、この部分での消′4IIm流がプリスケーラ回路全
体の消費電力の大部分を占める。そして、NORゲート
lil!l路N0R1,N0R2の定電流源は、H]°
6個のFET −T a −T fカラfKQ、これは
、Dフリップ・フロップDFF1のマスク部とスレーブ
部の定電流源の個数と等しい。すなワチ、N U Rケ
−)In路N(J R1,N U M 2を会わせた消
費電流、は・マスク・スレーブ型Dフリップ・フロップ
1個分の消費電流と等しく、λつのN (J Rゲート
回路NURI、N(J几2の存在はプリスケーラ回路の
低消a電流化を阻む要因のlっであった。1. NOO20 Rabbit! The circuit consisting of the three D7 lip/70 tubes DFF1 to DFF3 is designed for high-speed operation, so Iσ is also a part that consumes a lot of current, and the current consumption in this part is the sum of the entire prescaler circuit. It accounts for most of the power consumption. And NOR gate lil! The constant current sources of path N0R1 and N0R2 are H]°
There are six FETs -T a -T f KQ, which is equal to the number of constant current sources in the mask section and slave section of the D flip-flop DFF1. In other words, the current consumption of N (J R1, N U M 2) is equal to the current consumption of one mask slave type D flip-flop, and N (J R gate circuit NURI, N (J 几2) was one of the factors that prevented the prescaler circuit from achieving a low dissipation current.
この発明は、上記λつの問題点を解決しようとするもの
である。This invention attempts to solve the above three problems.
上記問題点を解決するために、この発明は、帰還信号制
虜1用のゲート回路の定電流源と、初段Dフリップ・フ
ロップの定電流源の1つとを共通にしたことを%、徴と
する@
〔作 用〕
上記構成によれば、N(J几ゲート回路に相当する回路
が初段Dフリップ・フロップの定電流源に直接接続され
、初段Dフリップ・フロップ内部に組み込まれた形にな
るので、N(Jl(動作の遅れ時間が減少する。また、
N(J)Lゲート(ロ)路の定電流源も除失されるので
、消費電流も少なくて済む。In order to solve the above problems, the present invention has a feature that the constant current source of the gate circuit for feedback signal control 1 and one of the constant current sources of the first stage D flip-flop are made common. [Operation] According to the above configuration, the circuit corresponding to the N(J gate circuit) is directly connected to the constant current source of the first stage D flip-flop, and is incorporated inside the first stage D flip-flop. Therefore, N(Jl(delay time of operation decreases. Also,
Since the constant current source of the N(J)L gate (b) path is also removed, current consumption can also be reduced.
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明するO
第1図は一本発明の第1実施例の構成を示す回wIFy
Jであり、第φ図の各部に対応する部分には四−の符号
を付しである。また、端子1および4〜8と対をなす端
子は符号に添字aを付加し、1a。Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Figure 1 shows the configuration of a first embodiment of the present invention.
J, and portions corresponding to those in FIG. φ are designated by 4-. Terminals that form a pair with terminals 1 and 4 to 8 have a subscript a added to their reference numbers, and are designated as 1a.
4aのように示しである。これらの端子1 a、 4
a〜8aの信号は、端子1.4〜8の信号と逆相の関係
になっているO
を第1図において、同一画に示す回路は(イ)の回
路 (1′、jlと等価になっている。It is shown as 4a. These terminals 1a, 4
The signals from a to 8a are in the opposite phase relationship to the signals from terminals 1.4 to 8.
In Figure 1, the circuit shown in the same picture is equivalent to the circuit (1', jl) in (A).
第1□□□←)において、ソース端が共通接続されたF
ET ” Ts /T+a−Tz /Tza−Ta /
Tsaは、いわば階段状に接続され、信号入力端子1に
接続された駆動トランジスタT4の負荷トランジスタの
形をとっている。そして、1!’ E T −T、 /
T、&の共通ソース端が定電流源用のにET−Tgを介
して定電圧源11に接続されている。また、上記PET
−T、/T1aの各ドレインが端子8,8aに各々接
続されている。In the first □□□←), the F whose source ends are commonly connected
ET ” Ts /T+a-Tz /Tza-Ta /
Tsa is connected, so to speak, in a stepped manner and takes the form of a load transistor of the drive transistor T4 connected to the signal input terminal 1. And 1! 'ET-T, /
The common source terminals of T and & are connected to a constant voltage source 11 via a constant current source ET-Tg. In addition, the above PET
The drains of -T and /T1a are connected to terminals 8 and 8a, respectively.
このよ5に、本実施例は、第φ図に示す従来型回路の破
線で囲んだ部分を高速動作が可能な別の回路に置き換え
、これを初段Dフリップ・フロップDF’F lの1つ
の定電流源1゛gで動作させるものである。従って、従
来型回路との比較では、破線で凹んだ部分への入力と端
子8,8aの信号値との関係を、端子1が″H″ルベル
にあるとき、すなわち破線で囲んだ部分がアクティブな
状態にあるときについてのみ考察すればよい。よって、
ここでは破線で囲んだ範囲外のDフリップ・フロップの
動作については説明を省略する。5. In this embodiment, the part surrounded by the broken line in the conventional circuit shown in FIG. It is operated with a constant current source of 1g. Therefore, in comparison with the conventional circuit, the relationship between the input to the part recessed by the broken line and the signal values of terminals 8 and 8a is that when terminal 1 is at the "H" level, that is, the part surrounded by the broken line is active. It is only necessary to consider when the situation is . Therefore,
A description of the operation of the D flip-flop outside the range surrounded by the broken line will be omitted here.
第1(8)(ロ)に示す回路において、端子4. 5.
6に人力される。信号は、端子4a+ 5a、5a
に人力される信号と逆相となり、FJfflT−TIが
オンのときにはFhiT−T、&がオフになるという具
合である。従って、例えば端子415/6が各々“H”
/“L”/“L1ルベルのときには、端子4 a /
5 a / 5 aはL″/“■(/“H″ルベルFE
T−T、 、 Tta−”raaがオン、T1 amT
、、T、がオフとなり、端子8/8aは“L”/“H″
レベルなる。以下、同様に端子4.5゜6の入力値を変
え、端子8.8aの出力値を求めると、第1図(ハ)の
真理値表に示すようになる。この結果は、先に第φ図(
ハ)で示した真理値表と一致し、第1図(ロ)の破線内
の回路が第φ図←)の破線内の回路と論理的に等価であ
ることが分る。In the circuit shown in No. 1 (8) (b), terminal 4. 5.
6 will be man-powered. The signal is terminal 4a+ 5a, 5a
The phase is opposite to that of the manually input signal, and when FJfflT-TI is on, FhiT-T, & is off. Therefore, for example, terminals 415/6 are each set to "H".
/"L"/"When L1 level, terminal 4 a /
5 a / 5 a is L"/"■(/"H" Lebel FE
T-T, , Tta-”raa is on, T1 amT
,,T, are turned off, and terminal 8/8a is "L"/"H"
level. Thereafter, when the input value of the terminal 4.5°6 is changed in the same manner and the output value of the terminal 8.8a is determined, the result is as shown in the truth table of FIG. 1(c). This result is shown in Figure φ (
This matches the truth table shown in (c), and it can be seen that the circuit within the broken line in FIG. 1(b) is logically equivalent to the circuit within the broken line in FIG.
そして、第φ図のN0R−ゲート回路へOR1゜N O
I(、2に相当する回路がDフリップ・フロップDFF
1の定電流源に直接付加され、Dフリップ・フロップD
F k’ 1の内部に組み込まれた形になっているの
で、へOR動作の遅延時間が少ない。また、NO凡ゲー
ト回路へ(Jl(,1,NOO20定電流源も除央され
たので消費電流も少ない。Then, OR1゜NO to the N0R-gate circuit in Fig. φ
The circuit corresponding to I(, 2 is the D flip-flop DFF
D flip-flop D
Since it is built into F k' 1, the delay time of the OR operation is short. In addition, since the constant current source for the NOF gate circuit (Jl(, 1, NOO20) has also been centered, the current consumption is also low.
例、t ハ、プリスケーラ(ロ)路からTフリップ・フ
ロップT F F lおよびT F I!’ 2を除い
た部分、すなわち//Q−・115プリスケ一ラ回路の
%性は、回路全体の速度および電力特性をほぼ決定する
重要部分であるが、このt/≠・115プリスケ一ラ回
路の計算機シミュレーションによると、本実施例の楊合
、第弘図に示す従来の回路に比べて最高動作1fi波数
は約15倍、消費電流は約J/≠倍となり、十分な効果
を確認することができた。たタシ、シミュレーションに
用いたtj a A s F lt Tの素子パラメー
タは、FETのゲート幅が70μm。For example, from the prescaler (b) path, the T flip-flops T F F l and T F I! '2, that is, the percentage of the //Q-115 prescaler circuit is an important part that almost determines the speed and power characteristics of the entire circuit, but this t/≠115 prescaler circuit According to a computer simulation of this embodiment, the maximum operating 1fi wave number is approximately 15 times higher and the current consumption is approximately J/≠ times higher than that of the conventional circuit shown in Figures Yang and Hong, confirming sufficient effects. was completed. In addition, the device parameters of tj a As F lt T used in the simulation are that the gate width of the FET is 70 μm.
ゲート長が10μm、しきい値電圧がaλ■であった。The gate length was 10 μm, and the threshold voltage was aλ■.
次に、第2図は、本発明の第コ実ゐ例のり4成を示すも
ので、本実施例は第3]図における(JRアゲート路(
JRおよび2つのN (J Rゲート回路へO几1、N
(J)L2の定電流源と%Dフリップ・フロップDlI
′lI″1の1つの定電流源とを共通にしたものである
。第2図(ロ)において、313aは分子M数切替信号
入力端子、12.128はTクリップ・70ツブTFF
I(第3図〕からの帰還信号の入力端子、13.13a
はT7リツプ・70ツブTFF2からの帰還信号の入力
fM子であり、入力端子3゜12.13が01(ゲート
回路の3つの入力端子を構成している。そして、この(
gl路の動作は、第1実施例から容易に類推できるよう
に、第2脚←)に示す回路の動作と等価であり、第1実
施例と同様の作用・効果を果すことができる。Next, FIG. 2 shows the structure of the fourth embodiment of the present invention.
JR and two N (O 几1, N to JR gate circuit
(J) L2 constant current source and %D flip-flop DlI
'lI'' 1 constant current source is used in common. In Fig. 2 (b), 313a is the molecule M number switching signal input terminal, and 12.128 is the T-clip/70-tube TFF.
Input terminal for feedback signal from I (Fig. 3), 13.13a
is the input fM element for the feedback signal from the T7 rip/70 tube TFF2, and the input terminal 3゜12.13 constitutes the three input terminals of the gate circuit.
As can be easily inferred from the first embodiment, the operation of the gl path is equivalent to the operation of the circuit shown in the second leg ←), and can achieve the same operation and effect as the first embodiment.
以上説明したように、この発明はコモジュラスプリスケ
ーラ回路の高速化、低消′I!電流化を阻む大きな要因
であったゲート回路を、定電流源を共通化させること罠
よって、初段Dフリップ・フロップに内蔵させたので、
ゲート回路での遅延を削除することができる。この賜金
、ゲート回路をD7リツプ・70ツブに内蔵したことに
よるDフリップ・フロップの動作速度の劣化は存在する
が、 l′liゲート回路の遅延削除による効
果の方が大きい。As explained above, the present invention provides high-speed and low-power comodulus prescaler circuits. The gate circuit, which was a major factor preventing current conversion, was built into the first stage D flip-flop by making the constant current source common.
Delays in gate circuits can be removed. Although there is some deterioration in the operating speed of the D flip-flop due to this gift and the inclusion of the gate circuit in the D7 lip/70 tube, the effect of eliminating the delay of the l'li gate circuit is greater.
従って、本発明は、従来回路に比較して高速分周動作が
可能となり、消費電流も低減できる利点が得られる。Therefore, compared to conventional circuits, the present invention has the advantage of enabling high-speed frequency division operation and reducing current consumption.
さらに、プリスケーラICのパターン設計の簡易化、チ
ップ面積の縮小化の効果も期待できる。Furthermore, the effects of simplifying the pattern design of the prescaler IC and reducing the chip area can be expected.
lA 図面のf!if車な説明
第1図、第2図のピ)、(ロ)は各々本発明の第1実施
例、第コ実施例の構成を示すブロック図と回路図、第1
図(ハ)は上記第1実施例の装部の動作を示す真理値表
、第3園は従来のプリスケーラ回路の構成を示すブロッ
ク図、第φ図(イ)、(ロ)は同プリスケーラ回路の装
部の構成を示すブロック図、回路図、第44図(ハ)は
同プリスケーラ回路の費邪の動作を示す真理値表である
。lA drawing f! IF car explanation Figures 1 and 2 are block diagrams and circuit diagrams showing the configurations of the first and third embodiments of the present invention, respectively.
Figure (C) is a truth table showing the operation of the mounting section of the first embodiment, the third diagram is a block diagram showing the configuration of a conventional prescaler circuit, and Figures (A) and (B) are the same prescaler circuit. FIG. 44(c) is a block diagram and circuit diagram showing the configuration of the prescaler circuit, and a truth table showing the operation of the prescaler circuit.
D F F l 、、、、、、初段Dフリップ・フロッ
プ、D F F2、DFH’3・・・・・・Dフリップ
・フロップ、N0kL1、N0R2・・・・・・へ01
(ゲート回路(ゲート回路)、O″R・・・・・・(J
Itゲート回!(ゲート回路)、Ta〜Tf・・・・
・・電界効果トランジスタ(ゲート回路の定電流源)、
′vg・・・・・・電界効果トランジスタ(初段Dフリ
ップ・フロップの定電流源の1つ)。D F F l,,,,,, first stage D flip-flop, D F F2, DFH'3...D flip-flop, N0kL1, N0R2...01
(Gate circuit (gate circuit), O″R...(J
It gate episode! (gate circuit), Ta~Tf...
・・Field effect transistor (constant current source of gate circuit),
'vg... Field effect transistor (one of the constant current sources of the first stage D flip-flop).
(ハ) 第1図 ; 乎(c) Figure 1 ; 乎
Claims (1)
成され、複数の分周用Dフリップ・フロップと、該Dフ
リップ・フロップの初段Dフリップ・フロップに帰還さ
れる帰還信号を制御する2以上のゲート回路と、前記各
Dフリップ・フロップおよび各ゲート回路内に別個に設
けられた定電流源とを有する2モジユラス・プリスケー
ラ回路において、前記ゲート回路の定電流源と前記初段
Dフリップ・フロップの定電流源の1つとを共通にした
ことを特徴とする2モジユラス・プリスケーラ回路。A current-switching circuit using field-effect transistors includes a plurality of frequency-dividing D flip-flops and two or more gate circuits that control a feedback signal fed back to the first-stage D flip-flop of the D flip-flops. and a constant current source provided separately in each of the D flip-flops and each gate circuit, the constant current source of the gate circuit and the constant current source of the first stage D flip-flop; A 2-modulus prescaler circuit characterized by having one of the following in common.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18488584A JPS6162232A (en) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | Two modulus prescaler |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18488584A JPS6162232A (en) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | Two modulus prescaler |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6162232A true JPS6162232A (en) | 1986-03-31 |
Family
ID=16161015
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18488584A Pending JPS6162232A (en) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | Two modulus prescaler |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6162232A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5841302A (en) * | 1996-05-13 | 1998-11-24 | Nec Corporation | Semiconductor integrated circuit for use as a two-modulus prescaler |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5446463A (en) * | 1977-09-19 | 1979-04-12 | Sanyo Electric Co Ltd | Pre-scaler |
JPS58114630A (en) * | 1981-12-28 | 1983-07-08 | Fujitsu Ltd | Logical circuit |
-
1984
- 1984-09-04 JP JP18488584A patent/JPS6162232A/en active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5446463A (en) * | 1977-09-19 | 1979-04-12 | Sanyo Electric Co Ltd | Pre-scaler |
JPS58114630A (en) * | 1981-12-28 | 1983-07-08 | Fujitsu Ltd | Logical circuit |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5841302A (en) * | 1996-05-13 | 1998-11-24 | Nec Corporation | Semiconductor integrated circuit for use as a two-modulus prescaler |
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