JPS6159071B2

JPS6159071B2 -

Info

Publication number: JPS6159071B2
Application number: JP53055937A
Authority: JP
Inventors: Katsu Maekawa
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-05-11
Filing date: 1978-05-11
Publication date: 1986-12-15
Also published as: JPS54147416A

Description

[Detailed description of the invention]

本発明は、誘導電動機のベクトル制御方式に関
し、とくに誘導電動機の定数変化を考慮した自動
界磁弱め制御に好適な誘導電動機の制御装置に係
る。近年、誘導電動機の一次電流を位相まで制御す
ることにより、直流機と同等の性能を得ることが
できるベクトル制御方式が開発され、誘導電動機
の堅牢安価なことと相俟て注目されている。ベクトル制御方式にも、種々の方式があるが、
標準の誘導電動機を用いることができ、かつ停止
状態から高精度の運転ができるものとして、トル
ク指令と磁束指令とから演算によつて回転子に鎖
交する磁束を求め、これを基準として一次電流を
定める方式がある。では、この方式の一例を第１図にしたがつて説
明しよう。第１図は、先行技術としての、正弦波サイクロ
コンバータを用いて誘導電動機を自動界磁弱め制
御するシステムの構成結線図である。ただし、簡単のため電流制御系は省略してい
る。なお、図面における同一符号は同一もしくは相
当部分を表わすものとする。周波数変換装置である正弦波サイクロコンバー
タ１は誘導電動機２へ電流基準ｉ_1u．ｉ_1v．ｉ_1w
にしたがい、一次電流ｉ_1u．ｉ_1v．ｉ_1wを供給す
る。３は２相のセルシン発信器で、図示しない励磁
回路で励磁され、誘導電動機２の回転子の角速度
で搬送波が振幅変調された信号が得られる。同期整流回路６は搬送波を除去し、その出力と
して誘導電動機２の回転子角速度ωを持つた正弦
波信号を出力する。５は交流電源、８は速度基準７と回転計発電機
４より得られる誘導電動機２の回転速度ωとを比
較する比較器、９は比較器８により検出された速
度偏差を増幅し誘導電動機２の速度ωをつねに速
度指令ω^*に等しく制御する速度制御回路であつ
て、磁束演算値φ_２によりそのゲインを自動的に
変化させる。１０は回転子速度ωの絶対値｜ω｜をとる絶対
値変換回路、１１は磁束演算値φ_２と絶対値変換
回路１０の出力｜ω｜を掛算する掛算器、１３は
界磁弱め開始点設定器１２の設定量と掛算器１１
の出力｜ω｜×φ_２を比較する比較器で、誘導電
動機２の回転速度ωが増加して、｜ω｜×φ_２が
設定器１２の設定量を越えると、偏差がダイオー
ド１４１を介して自動界磁弱め制御回路１４へ導
かれる。自動界磁弱め制御回路１４は偏差信号を増幅
し、ダイオード１４２を経て、その信号を比較器
１６へ与える。比較器１６は強め界磁基準１５から自動界磁弱
め制御回路１４の出力と磁束演算値φ_２とを減算
し、この偏差を磁束制御回路１７へ与える。磁束制御回路１７は比較器１６より与えられる
偏差信号を増幅して、磁束演算値φ_２が強め界磁
基準１５と、自動界磁弱め制御回路１４より与え
られる弱め指令との差に等しくなるように制御す
る。したがつて、低速時には磁束演算値φ_２は強め
界磁基準１５に等しく制御され、速度が増加して
掛算器１１の出力｜ω｜×φ_２が界磁弱め開始点
設定量を越えると、磁束演算値φ_２は速度ωに反
比例して弱められる。１８は一次電流瞬時基準値演算回路で、速度制
御回路９と磁束制御回路１７の出力信号から、磁
束演算値φ_２ならびに誘導電動機２へ与えるべき
一次電流を演算しており、その一次電流の演算値
はすべり角速度ω_sをもつた２相正弦波I₁cosω_s
ｔ，I₁sinω_sｔとして得られる。（ω＋ω_s）演算回路１９は同期整流回路６よ
り得られる誘導電動機２の回転子角速度ωを持つ
た二相正弦波信号により、信号I₁cosω_sｔ，I₁sin
ω_sｔを誘導電動機２へ与えるべき角速度ω_１
（＝ω_s＋ω）に変換する。この変換は、つぎの（１式）、（２式）に基づい
て行なわれる。 I₁sin（ω_sｔ）・cos（ωｔ）＋I₁cos（ω_sｔ）
・sin（ωｔ）＝I₁sin（ω_s＋ω）ｔ＝I₁sinω₁t …（１式） I₁cos（ω_sｔ）・cos（ωｔ）−I₁sin（ω_sｔ）
・sin（ωｔ）＝I₁cos（ω_s＋ω）ｔ＝I₁cosω₁t …（２式）この（ω＋ω_s）演算回路１９は掛算器と直流
演算増幅器から容易に構成できる。２０は直流演算増幅器による加算・減算回路で
構成される２相→３相変換回路であり、これによ
り２相の電流基準I₁cosω₁t，I₁sinω₁tは３相の電
流基準ｉ_1u，ｉ_1v，ｉ_1wに変換される。３相のうちＵ相として電流基準I₁cosω₁tをその
まま用いたときのＶ相・Ｗ相での変換式は（３
式）、（４式）、（５式）で示される。ｉ_1u＝I₁cosω₁t …（３式）ｉ_1v＝１／２I₁cosω₁t＋√３／２I₁sinω₁t ＝I₁cos（ω₁t−２／３π） …（４式）ｉ_1w＝−１／２I₁cosω₁t−√３／２I₁sinω₁t ＝I₁cos（ω₁t＋２／３π） …（５式）そうして、正弦波サイクロコンバータ１は誘導
電動機２へ一次電流ｉ_1u，ｉ_1v，ｉ_1wを供給す
る。この制御方式の主要部分は、一次電流瞬時基準
値演算回路１８であるので、この回路１８につい
て詳しく説明しておこう。第２図は、誘導電動機２を２相２極とし90゜位
相差のα−β座標系で表わした動作原理説明図で
ある。 α−β座標系として回転子と同じ角速度ωで反
時計方向に回転するものをとり、α軸・β軸上に
一次巻線・二次巻線の成分をとる。２０１は一次巻線のα軸成分、２０２は一次巻
線のβ軸成分、２０３は二次巻線のα軸成分、２
０４はβ軸成分をそれぞれ表わす。実際には静止している一次巻線を二次巻線と同
じ角速度ωで回転すると考えたため、α−β座標
系における一次巻線と二次巻線は相対的に静止し
ていると考えられ、速度に起因する起電力は表面
に現われず、二次巻線に生ずる起電力は一次電流
が流れることによる変圧器起電力のみとなる。したがつて、巻線２０１を流れる電流をｉ₁
〓、巻線２０２を流れる電流をｉ₁〓、巻線２０
３を流れる電流をｉ₂〓、巻線２０４を流れる電
流をｉ₂〓とすると、巻線２０３・巻線２０４に
つき下記（６式）・（７式）が成立する。 R₂i₂〓＋ｐ（Mi₁〓＋L₂i₂〓）＝０ …（６式） R₂i₂〓＋ｐ（Mi₁〓＋L₂i₂〓）＝０ …（７式）ただし、巻線２０３および巻線２０４の抵抗を
R₂、自己インダクタンスをL₂、巻線２０１と２
０３、および巻線２０２と２０４の相互インダク
タンスはＭ、時間微分（ｄ／dt）をｐとしてい
る。ここで、二次巻線２０３に鎖交している磁束数
をφ_２α、二次巻線２０４に鎖交している磁束数
をφ_２βとすると、（６式）・（７式）は（８式）・
（９式）のように、書き直すことができる。 R₂i2α＋ｐφ_２α＝０ …（８式） R₂i2β＋ｐφ_２β＝０ …（９式）また、（10式）・（11式）が成り立つ。 φ_２α＝Mi₁α＋L₂i₂α …（10式） φ_２β＝Mi₁β＋L₂i₂β …（11式）しかして、二次巻線に鎖交する磁束の総数、す
なわち二次磁束をφ_２とすると、磁束φ_２は磁束
φ_２αと磁束φ_２βのベクトル和となる。磁束φ_２とα軸のなす角をθとすると、φ_２α
＝φ₂cosθ，φ_２β＝φ₂sinθであることより、
磁束φ_２α，φ_２βの微分値は（12式）・（13式）
で与えられる。ｐφ_２α＝（ｐφ_２）φ_２α／φ_２−φ_２βｐθ ＝（ｐφ_２）φ_２α／φ_２−φ_２βφ_s
…（12式）ｐφ_２β＝（ｐφ_２）φ_２β／φ_２＋φ_２αｐθ ＝（ｐφ_２）φ_２β／φ_２＋φ_２αω_s
…（13式）（12式）・（13式）において、ｐθは二次磁束φ
_２とα軸のなす角の変化率で、これは二次磁束φ
_２と回転子のなす角の変化率であつて、すべり角
速度ω_sである。一方、二次巻線に生ずるトルクTqは巻線２０
３，２０４にそれぞれ鎖交する磁束と二次電流よ
り（14式）にようになる。 Tq＝φ_２βi₂α−φ_２αi₂β …（14式）（８式）および（９式）を（14式）に代入して
整理すると、（15式）をうる。 Tq＝１／Ｒ_２（−φ_２βｐφ_２α＋φ_２αｐφ_２β） …（15式）（15式）に（12式）・（13式）を代入し整理して
（16式）がえられる。 Tq＝１／Ｒ_２（φ_２α^２＋φ₂ ²β）φ_s ＝１／Ｒ_２φ^２ _２ω_s …（16式）すなわち、誘導電動機２の発生トルクは二次磁
束φ_２の２乗に比例し、すべり角速度ω_sに比例
する。他方、二次磁束と一次電流の関係は（８式）と
（10式）、（９式）と（11式）より、（17式）・（18
式）のように表わせる。 Mi₁α＝｛１＋（L₂／R₂）ｐ｝φ_２α …（17式） Mi₁β＝｛１＋（L₂／R₂）ｐ｝φ_２β …（18式）（17式）・（18式）の右辺に（12式）・（13式）を
代入し微分を実行すると、（19式）・（20式）をう
る。 Mi₁α＝｛１／φ_２（１＋Ｌ_２／Ｒ_２ｐ）φ_２｝φ_２α −（Ｌ_２／Ｒ_２φ_s）φ_２β …（19式） Mi₁β＝｛１／φ_２（１＋Ｌ_２／Ｒ_２ｐ）φ_２｝φ_２β ＋（Ｌ_２／Ｒ_２ω_s）φ_２α …（20式）（19式）・（20式）をさらに１／φ_２（１＋Ｌ_２／Ｒ
_２ｐ）φ_２とＬ_２／Ｒ_２ω_sについて解くと、（21式）・（22式
）をうる。１／φ_２（１＋Ｌ_２／Ｒ_２ｐ）φ_２＝１／φ〓（Mi₁α
φ_２α ＋Mi₁βφ_２β） …（21式）Ｌ_２／Ｒ_２ω_s＝１／φ〓（−Mi₁αφ_２β＋Mi₁αφ_２
α）… （22式）（21式）・（22式）をφ_２α／φ_２＝cosθ，φ
_２β／φ_２＝sinθなることを考慮して変形する
と、（23式）・（24式）をうる。（１＋Ｌ_２／Ｒ_２ｐ）φ_２＝Mi₁αcosθ＋Mi₁βsinθ（
23 式）Ｌ_２／Ｒ_２ω_sφ_２＝−Mi₁αsinθ＋Mi₁βcosθ …（24 式）（23式）において、Mi₁αcosθ，Mi₁βsinθは
ともに、二次磁束φ_２と平行な成分であり、これ
は二次磁束φ_２の大きさとその変化率に寄与する
ものである。また、（24式）の−Mi₁αsinθ，Mi₁βcosθは
ともに、二次磁束φ_２と直角方向の成分であり、
これはトルクＴに寄与するものといえる。これは、（16式）よりトルクＴが二次磁束φ_２
と１／Ｒω_sφ_２との積で与えられることより理解される。したがつてトルク分電流i₁q、二次磁束分電流
i₁dとすると、（23式）・（24式）より（25式）・（26
式）が得られる。 i₁d＝i₁αcosθ＋i₁βsinθ ＝１／Ｍ（１＋Ｌ_２／Ｒ_２ｐ）φ_２…（25式
） i₁q＝−i₁αsinθ＋i₁βcosθ １／ＭＬ_２／Ｒ_２ω_sφ_２ …（26式）（25式）・（26式）を、巻線２０１，２０２を流
れる電流i₁α，i₁βについて解き、かつ二次磁束
分電流i₁d、トルク分電流ｉ_1q、電流i₁α，i₁βを
それぞれ電流指令値i₁d，i₁q，i₁α，i₁βとして表
すと、（27式）・（28式）がえられる。 i₁α＝ｉ_1dcosθ−ｉ_1qsinθ …（27式） i₁β＝i₁dsinθ−i₁qcosθ …（28式）信号ｉ_1dは磁束制御回路１７の出力として、信
号ｉ_1qは速度制御回路９の出力の出力として得ら
れるから、二次磁束φ_２のα軸となす角度θがわ
かれば、（27式）・（28式）よりα−β座標系にお
ける電流指令i₁α，i₁βをうることができる。この方式は、二次磁束φ_２とその角度θを演算
によつて求めている。第３図は、その二次磁束φ_２とそのα軸となす
角度θの演算を行なう一次電流瞬時基準値演算回
路のブロツク線図である。３０１はトルク分電流
指令値i₁qの入力端子、３０２は二次磁束分電流
指令値i₁dの入力端子、３０３は一次電流α軸成
分指令値i₁αの出力端子、３０４は一次電流β軸
成分指令値i₁βの出力端子、３０５は二次磁束φ
_２の演算値の出力端子、３０６は座標交換回路、
３０７は二次磁束瞬時値演算回路、３０８は二次
磁束瞬時値基準化回路、３０９は二次磁束絶対値
演算回路、３１０，３１１，３１２，３１３はお
のおの掛算器、３１４，３１５は加算器、３１
６，３１７は直流演算増幅器、３１８，３１９は
抵抗値１の抵抗器、３２０，３２１は抵抗値Ｍの
抵抗器、３２２，３２３はともに静電容量Ｌ_２／Ｍ・１／Ｒ_２のコンデンサ、３２４，３２５は直流演算増幅器、３２６，３２７は掛算器、３２８，３２
９，３３０，３３１は抵抗値１の抵抗器、３３２
は直流演算増幅器、３３３，３３４は抵抗値１の
抵抗器、３３５，３３６は掛算器、３３７は直流
演算増幅器、３３８，３３９，３４０は抵抗値１
の抵抗器である。まず、二次磁束瞬時値演算回路３０７から説明
しよう。抵抗３１８と３１９は抵抗値１、抵抗３
２０と３２１はその抵抗値を一次巻線・二次巻線
間の相互インダクタンスＭに設定されており、コ
ンデンサ３２２と３２３は静電容量をＬ_２／Ｍ・１／Ｒ
_２に設定されているため、直流演算増幅器３１６へ入
力として信号i₁αを与えると、その出力として−
Ｍ１／１＋Ｌ_２／Ｒ_２ｐｉ_１αがえられ、これは（17式
）より −φ_２αに等しい。同様に、直流演算増幅器３１７へ信号_１βを与
えて、その出力として−φ_２βがえられる〔（18
式）参照〕。こうして得られた二次磁束φ_２のα−軸、β−
軸成分の演算値は、二次磁束瞬時値基準化回路３
０８にて、二次磁束φ_２の絶対値により演算され
る。すなわち、直流演算増幅器３２４の出力が掛
算器３２６によつて、二次磁束φ_２の絶対値と掛
算したものが、帰還されるため出力として、入力
を二次磁束φ_２の絶対値で割算したものがえられ
る。入力が−φ_２αであるから出力はφ_２α／φ_２
となり、φ_２α／φ_２はすでに述べたようにcos
θに等しい。同様に直流演算増幅器３２５の出力はφ_２β／
φ_２（＝sinθ）がえられる。直流演算増幅器３３２は符号反転し、−φ_２
β／φ_２（＝−sinθ）を得るためのものであ
り、３０９は二次磁束φ_２の絶対値を演算し、掛
算器３３５は−φ_２αとφ_２α／φ_２、掛算器３
３６は−φ_２β／φ_２がそれぞれ入力として与え
られ、これらの出力と直流演算増幅器３３７によ
る加算器で加算するから、直流演算増幅器３３７
の出力は（φ^２ _２α／φ_２＋φ^２ _２β／φ_２）が得ら
れ、（φ^２ _２α＋φ^２ _２β）がφ^２ _２に等しいことから
、
（φ^２ _２α／φ_２＋φ^２ _２β／φ_２）は結局、二次磁束
φ_２に等しくなる。こうして得られた二次磁束絶対値φ_２の演算値
は、磁束制御回路１７へ磁束検出値として帰還さ
れる。二次磁束瞬時値基準化回路３０８にて、二次磁
束φ_２のα−軸に対する角度θが演算されたの
で、トルク分電流指令値ｉ_1qと二次磁束分電流指
令値i₁dとから、座標変換回路３０６により、一
次電流α−軸成分指令値i₁α，β−軸成分指令値
ｉβを演算することができる。掛算器３１０，３１１と加算器３１４によつ
て、（27式）に基づき演算が行なわれて指令値i₁
αをえ、掛算器３１２，３１３と加算器３１５に
よつて（28式）に基づき演算が行なわれて指令値
i₁βを得る。（27式）・（28式）を変形して、（29式）・（30
式）を得る。 i₁α＝I₁cos（θ＋） …（29式） i₁β＝I₁sin（θ＋） …（30式）ただし、一次電流I₁および位相は（31式）お
よび（32式）に示すとおりである。 I₁＝√₁ ²＋₁ ² …（31式）また、磁束φ_２とα軸のなす角θについては、
（26式）より（33式）がえられる。 ω_s＝ｐθ ＝ＭＲ_２／Ｌ_２i₁q１／φ_２ …（33式）これに、（25式）より二次磁束φ_２について解
き、代入すると（34式）が得られる。とくに、磁束分電流指令値i₁d、トルク分電流
指令値i₁qを一定値で与えると、すべり角速度ω_s
は The present invention relates to a vector control system for an induction motor, and more particularly to an induction motor control device suitable for automatic field weakening control that takes into account constant changes in the induction motor. In recent years, a vector control method has been developed that can achieve performance equivalent to a DC motor by controlling the primary current of an induction motor down to the phase, and is attracting attention due to the robustness and low cost of induction motors. There are various vector control methods, but
Assuming that a standard induction motor can be used and can be operated with high precision from a stopped state, the magnetic flux interlinking to the rotor is determined by calculation from the torque command and magnetic flux command, and the primary current is calculated using this as a reference. There is a method to determine the An example of this method will now be explained with reference to FIG. FIG. 1 is a configuration wiring diagram of a system for automatically controlling the field weakening of an induction motor using a sine wave cycloconverter as a prior art. However, the current control system is omitted for simplicity. Note that the same reference numerals in the drawings represent the same or corresponding parts. A sine wave cycloconverter 1, which is a frequency converter, supplies a current reference i _1u to an induction motor 2. i _1v . i _1w
According to the primary current i _1u . i _1v . i Supply _1w . Reference numeral 3 denotes a two-phase celsin oscillator, which is excited by an excitation circuit (not shown) and obtains a signal whose carrier wave is amplitude-modulated by the angular velocity of the rotor of the induction motor 2. The synchronous rectifier circuit 6 removes the carrier wave and outputs a sine wave signal having the rotor angular velocity ω of the induction motor 2 as its output. 5 is an AC power source; 8 is a comparator that compares the speed reference 7 with the rotational speed ω of the induction motor 2 obtained from the tachometer generator 4; 9 is a comparator that amplifies the speed deviation detected by the comparator 8 and connects the induction motor 2; This is a speed control circuit that always controls the speed ω of ω to be equal to the speed command ω ^* , and automatically changes its gain based on the magnetic flux calculation value φ ₂ . 10 is an absolute value conversion circuit that takes the absolute value |ω| of the rotor speed ω, 11 is a multiplier that multiplies the magnetic flux calculation value φ ₂ and the output |ω| of the absolute value conversion circuit 10, and 13 is a field weakening starting point. Setting amount of setter 12 and multiplier 11
When the rotational speed ω of the induction motor ₂ increases and |ω|× _φ2 exceeds the set amount of the setting device 12, the deviation is and is guided to the automatic field weakening control circuit 14. Automatic field weakening control circuit 14 amplifies the deviation signal and provides the signal to comparator 16 via diode 142. The comparator 16 subtracts the output of the automatic field weakening control circuit 14 and the magnetic flux calculation value φ ₂ from the field strengthening reference 15 and provides this deviation to the magnetic flux control circuit 17 . The magnetic flux control circuit 17 amplifies the deviation signal given by the comparator 16 so that the magnetic flux calculation value φ ₂ becomes equal to the difference between the field strengthening reference 15 and the weakening command given by the automatic field weakening control circuit 14. to control. Therefore, at low speeds, the magnetic flux calculation value φ ₂ is controlled to be equal to the field strengthening reference 15, and when the speed increases and the output |ω|×φ ₂ of the multiplier 11 exceeds the field weakening starting point setting amount, The magnetic flux calculation value _φ2 is weakened in inverse proportion to the speed ω. 18 is a primary current instantaneous reference value calculation circuit, which calculates the magnetic flux calculation value φ ₂ and the primary current to be given to the induction motor 2 from the output signals of the speed control circuit 9 and the magnetic flux control circuit 17; The value is a two-phase sine wave I ₁ cosω _s with slip angular velocity ω _s
t, I ₁ sinω _s t. (ω+ω _s ) The arithmetic circuit 19 generates signals I ₁ cosω _s t, I ₁ sin using a two-phase sine wave signal having the rotor angular velocity ω of the induction motor 2 obtained from the synchronous rectifier circuit 6.
Angular velocity ω ₁ to give ω _s t to the induction motor 2
(=ω _s +ω). This conversion is performed based on the following (Formula 1) and (Formula 2). I ₁ sin (ω _s t)・cos (ω t) + I ₁ cos (ω _s t)
・sin (ωt) = I ₁ sin (ω _s + ω) t = I ₁ sin ω ₁ t … (Equation 1) I ₁ cos (ω _s t) ・cos (ωt) − _{I 1} sin (ω _s t)
- sin (ωt) = I ₁ cos (ω _s + ω) t = I ₁ cos ω ₁ t (Equation 2) This (ω + ω _s ) calculation circuit 19 can be easily constructed from a multiplier and a DC operational amplifier. 20 is a 2-phase to 3-phase conversion circuit consisting of an addition/subtraction circuit using a DC operational amplifier, so that the 2-phase current references I ₁ cosω ₁ t and I ₁ sinω ₁ t are converted to the 3-phase current references i _1u , i _1v , i _1w . When the current reference I ₁ cosω ₁ t is used as is as the U phase among the three phases, the conversion formula for the V and W phases is (3
Expression), (Formula 4), and (Formula 5). i _1u = I ₁ cosω ₁ t ... (3 formula) i _1v = 1/2I ₁ cosω ₁ t + √3/2I ₁ sinω ₁ t = I ₁ cos (ω ₁ t - 2/3π) ... (4 formula) i _1w = -1/2I ₁ cosω ₁ t-√3/2I ₁ sinω ₁ t = I ₁ cos (ω ₁ t + 2/3π) ... (Formula 5) Then, the sine wave cycloconverter 1 connects the primary to the induction motor 2 Supply currents i _1u , i _1v , i _1w . Since the main part of this control method is the primary current instantaneous reference value calculation circuit 18, this circuit 18 will be explained in detail. FIG. 2 is an explanatory diagram of the operating principle in which the induction motor 2 has two phases and two poles and is expressed in an α-β coordinate system with a phase difference of 90°. The α-β coordinate system is one that rotates counterclockwise at the same angular velocity ω as the rotor, and the components of the primary and secondary windings are placed on the α and β axes. 201 is the α-axis component of the primary winding, 202 is the β-axis component of the primary winding, 203 is the α-axis component of the secondary winding, 2
04 represents the β-axis component, respectively. Since we considered that the primary winding, which is actually stationary, rotates at the same angular velocity ω as the secondary winding, the primary and secondary windings in the α-β coordinate system are considered to be relatively stationary. The electromotive force caused by the speed does not appear on the surface, and the electromotive force generated in the secondary winding is only the transformer electromotive force due to the flow of the primary current. Therefore, the current flowing through the winding 201 is i ₁
〓, the current flowing through the winding 202 is i ₁ 〓, the winding 20
When the current flowing through the winding ₂₀₃ and the winding 204 is i 2 〓 and the current flowing through the winding 204 is i ₂ 〓, the following (Equation 6) and (Equation 7) are established for the winding 203 and the winding 204. R ₂ i ₂ 〓 + p (Mi ₁ 〓 + L ₂ i ₂ 〓) = 0 ... (Formula 6) R ₂ i ₂ 〓 + p (Mi ₁ 〓 + L ₂ i ₂ 〓) = 0 ... (Formula 7) However, the winding 203 and winding 204 resistance
R ₂ , self-inductance L ₂ , windings 201 and 2
03, and the mutual inductance of the windings 202 and 204 is M, and the time differential (d/dt) is p. Here, if the number of magnetic fluxes interlinking to the secondary winding 203 is φ ₂ α and the number of magnetic fluxes interlinking to the secondary winding 204 is φ ₂ β, then (Equation 6) and (Equation 7) is (8 types)・
It can be rewritten as (Equation 9). R ₂ i2α+pφ ₂ α=0 (Formula 8) R ₂ i2β+pφ ₂ β=0 (Formula 9) Furthermore, (Formula 10) and (Formula 11) hold true. φ ₂ α=Mi ₁ α+L ₂ i ₂ α…(Equation 10) φ ₂ β=Mi ₁ β+L ₂ i ₂ β…(Equation 11) Therefore, the total number of magnetic fluxes interlinking with the secondary winding, that is, the secondary When the magnetic flux is φ ₂ , the magnetic flux φ ₂ is the vector sum of the magnetic flux φ ₂ α and the magnetic flux φ ₂ β. If the angle between the magnetic flux φ ₂ and the α axis is θ, then φ ₂ α
Since =φ ₂ cosθ, φ ₂ β=φ ₂ sinθ,
The differential values of magnetic flux φ ₂ α and φ ₂ β are (Equation 12) and (Equation 13)
is given by pφ ₂ α=(pφ ₂ )φ ₂ α/φ ₂ −φ ₂ βpθ = (pφ ₂ )φ ₂ α/φ ₂ −φ ₂ βφ _s
...(Equation 12) pφ ₂ β = (pφ ₂ )φ ₂ β/φ ₂ +φ ₂ αpθ = (pφ ₂ )φ ₂ β/φ ₂ +φ ₂ αω _s
...(Formula 13) In (Formula 12) and (Formula 13), pθ is the secondary magnetic flux φ
This is the rate of change of the angle between ₂ and the α axis, which is the secondary magnetic flux φ
₂ and the rate of change of the angle formed by the rotor, which is the slip angular velocity ω _s . On the other hand, the torque Tq generated in the secondary winding is
From the magnetic flux and secondary current that interlink with 3 and 204, the equation (14) is obtained. Tq=φ ₂ βi ₂ α−φ ₂ αi ₂ β (Formula 14) By substituting (Formula 8) and (Formula 9) into (Formula 14) and rearranging, we obtain (Formula 15). Tq=1/R ₂ (-φ ₂ βpφ ₂ α+φ ₂ αpφ ₂ β) ...(15 formula) Substitute (12) and (13 formula) into (15 formula) and rearrange to obtain (16 formula) . Tq = 1/R ₂ (φ ₂ α ² + φ ₂ ² β) φ _s = 1/R ₂ φ ² ₂ ω _s (Equation 16) In other words, the torque generated by the induction motor 2 is the square of the secondary magnetic flux φ ₂ It is proportional to the slip angular velocity ω _s . On the other hand, the relationship between secondary magnetic flux and primary current is obtained from (Equation 8), (Equation 10), (Equation 9) and (Equation 11), (Equation 17) and (Equation 18).
It can be expressed as: Mi ₁ α={1+(L ₂ /R ₂ )p}φ ₂ α …(17 formula) Mi ₁ β={1+(L ₂ /R ₂ )p}φ ₂ β …(18 formula) (17 formula) - Substituting (12) and (13) on the right side of (18) and performing differentiation yields (19) and (20). Mi ₁ α={1/φ ₂ (1+L ₂ /R ₂ p)φ ₂ }φ ₂ α −(L ₂ /R ₂ φ _s )φ ₂ β …(Equation 19) Mi ₁ β={1/φ ₂ (1+L ₂ /R ₂ p)φ ₂ }φ ₂ β + (L ₂ /R ₂ ω _s )φ ₂ α ... (Formula 20) (Formula 19) and (Formula 20) are further 1/φ ₂ (1+L ₂ /R
₂ p) When solving for φ ₂ and L ₂ /R ₂ ω _s , we obtain (Equation 21) and (Equation 22). 1/ _φ2 (1+ _L2 / _R2p ) _φ2 =1/φ〓(Mi ₁ α
φ ₂ α + Mi ₁ βφ ₂ β) …(Equation 21) L ₂ /R ₂ ω _s =1/φ〓(−Mi ₁ αφ ₂ β+Mi ₁ αφ ₂
α)… (Equation 22) (Equation 21) and (Equation 22) as φ ₂ α/φ ₂ = cosθ, φ
₂ β/φ ₂ = sin θ, we obtain (Equation 23) and (Equation 24). (1+L ₂ /R ₂ p) φ ₂ = Mi ₁ α cos θ + Mi ₁ β sin θ (
(Equation 23) L ₂ /R ₂ ω _s φ ₂ = −Mi ₁ αsinθ + Mi ₁ βcosθ … (Equation 24) In (Equation 23), both Mi ₁ αcosθ and Mi ₁ βsinθ are components parallel to the secondary magnetic flux φ ₂ . This contributes to the magnitude of the secondary magnetic flux φ ₂ and its rate of change. In addition, −Mi ₁ αsinθ and Mi ₁ βcosθ in (Equation 24) are both components in the direction perpendicular to the secondary magnetic flux φ ₂ ,
This can be said to contribute to the torque T. This means that the torque T is the secondary magnetic flux φ ₂ from (Equation 16)
This can be understood from the fact that it is given by the product of and 1/Rω _s φ ₂ . Therefore, the torque component current i ₁ q, the secondary magnetic flux component current
If i ₁ d, then from (23 formula) and (24 formula), (25 formula) and (26
Equation) is obtained. i ₁ d=i ₁ αcosθ+i ₁ βsinθ = 1/M(1+L ₂ /R ₂ p)φ ₂ … (Equation 25) i ₁ q=−i ₁ αsinθ+i ₁ βcosθ 1/M L ₂ /R ₂ ω _s φ ₂ ...(Formula 26) (Formula 25) and (Formula 26) are solved for the currents i ₁ α, i ₁ β flowing through the windings 201 and 202, and the secondary magnetic flux component current i ₁ d, the torque component current i _1q , When currents i ₁ α and i ₁ β are expressed as current command values i ₁ d, i ₁ q, i ₁ α, and i ₁ β, respectively, equations (27) and (28) are obtained. i ₁ α=i _1d cosθ−i _1q sinθ…(27 formula) i ₁ β=i ₁ dsinθ−i ₁ qcosθ…(28 formula) The signal i _1d is the output of the magnetic flux control circuit 17, and the signal i _1q is the speed control Since it is obtained as the output of the circuit 9, if the angle θ between the secondary magnetic flux φ ₂ and the α axis is known, the current command i ₁ α, i in the α-β coordinate system can be obtained from (Equations 27) and (28). ₁ β can be obtained. In this method, the secondary magnetic flux φ ₂ and its angle θ are calculated. FIG. 3 is a block diagram of a primary current instantaneous reference value calculation circuit that calculates the secondary magnetic flux _φ2 and the angle θ formed with the α axis. 301 is an input terminal for the torque component current command value i ₁ q, 302 is an input terminal for the secondary magnetic flux component current command value i ₁ d, 303 is an output terminal for the primary current α-axis component command value i ₁ α, and 304 is the primary current β-axis component command value i ₁ β output terminal, 305 is secondary magnetic flux φ
₂ is an output terminal for the calculated value, 306 is a coordinate exchange circuit,
307 is a secondary magnetic flux instantaneous value calculation circuit, 308 is a secondary magnetic flux instantaneous value standardization circuit, 309 is a secondary magnetic flux absolute value calculation circuit, 310, 311, 312, 313 are respective multipliers, 314, 315 are adders, 31
6, 317 are DC operational amplifiers, 318, 319 are resistors with a resistance value of 1, 320, 321 are resistors with a resistance value of M, 322, 323 are both capacitors with a capacitance of L ₂ /M 1/R ₂ , 324, 325 are DC operational amplifiers, 326, 327 are multipliers, 328, 32
9, 330, 331 are resistors with a resistance value of 1, 332
is a DC operational amplifier, 333, 334 are resistors with a resistance value of 1, 335, 336 are multipliers, 337 is a DC operational amplifier, 338, 339, 340 are resistors with a resistance value of 1
resistor. First, let us explain the secondary magnetic flux instantaneous value calculation circuit 307. Resistors 318 and 319 have resistance values of 1 and 3.
The resistance values of 20 and 321 are set to the mutual inductance M between the primary and secondary windings, and the capacitance of capacitors 322 and 323 is set to L ₂ /M・1/R.
₂ , so when the signal i ₁ α is given as an input to the DC operational amplifier 316, its output is −
M1/1+L ₂ /R ₂ pi ₁ α is obtained, which is equal to −φ ₂ α from equation (17). Similarly, by applying the signal ₁ β to the DC operational amplifier 317, -φ ₂ β is obtained as its output [(18
formula)]. The α-axis and β-axis of the secondary magnetic flux φ ₂ thus obtained are
The calculated value of the axis component is calculated by the secondary magnetic flux instantaneous value standardization circuit 3.
At 08, the absolute value of the secondary magnetic flux _φ2 is calculated. That is, the output of the DC operational amplifier 324 is multiplied by the absolute value of the secondary magnetic flux φ ₂ by the multiplier 326, and the result is fed back, so the input is divided by the absolute value of the secondary magnetic flux φ ₂ . You get what you get. Since the input is −φ ₂ α, the output is φ ₂ α/φ ₂
, and φ ₂ α/φ ₂ is cos as mentioned above.
Equal to θ. Similarly, the output of the DC operational amplifier 325 is φ ₂ β/
φ ₂ (=sin θ) is obtained. The DC operational amplifier 332 has a sign inverted and -φ ₂
309 calculates the absolute value of secondary magnetic flux _{φ 2} _, multiplier 335 calculates −φ ₂ α and φ ₂ α/φ ₂ , multiplier 3
36 receives −φ ₂ β/φ ₂ as inputs, and adds these outputs with the adder formed by the DC operational amplifier 337, so the DC operational amplifier 337
The output of is (φ ² ₂ α/φ ₂ + φ ² ₂ β/φ ₂ ), and since (φ ² ₂ α + φ ² ₂ β) is equal to φ ² ₂ ,
(φ ² ₂ α/φ ₂ +φ ² ₂ β/φ ₂ ) eventually becomes equal to the secondary magnetic flux φ ₂ . The calculated value of the secondary magnetic flux absolute value φ ₂ thus obtained is fed back to the magnetic flux control circuit 17 as a magnetic flux detection value. Since the secondary magnetic flux instantaneous value standardization circuit 308 has calculated the angle θ of the secondary magnetic flux φ ₂ with respect to the α-axis, it can be calculated from the torque component current command value i _1q and the secondary magnetic flux component current command value i ₁ d. , the coordinate conversion circuit 306 can calculate the primary current α-axis component command value i ₁ α and the β-axis component command value iβ. The multipliers 310, 311 and the adder 314 perform calculations based on equation (27) to obtain the command value i ₁
α is calculated, multipliers 312, 313 and adder 315 calculate the command value based on formula (28).
Obtain i ₁ β. By transforming (27 formula) and (28 formula), (29 formula) and (30
formula) is obtained. i ₁ α = I ₁ cos (θ+) ... (Formula 29) i ₁ β = I ₁ sin (θ +) ... (Formula 30) However, the primary current I ₁ and phase are shown in (Formula 31) and (Formula 32) That's right. I ₁ = √ ₁ ² + ₁ ² … (Formula 31) Also, regarding the angle θ between the magnetic flux φ ₂ and the α axis,
(Formula 33) can be obtained from (Formula 26). ω _s = pθ = MR ₂ /L ₂ i ₁ q1/φ ₂ (Equation 33) Solving for the secondary magnetic flux φ ₂ from Equation (25) and substituting it gives Equation (34). In particular, when the magnetic flux component current command value i ₁ d and the torque component current command value i ₁ q are given as constant values, the slip angular velocity ω _s
teeth

【式】で一定となる。すなわち、（29 式）・（30式）で与えられる巻線２０１，２０２を
流れる電流指令値i₁α，i₁βは、角速度
[Formula] is constant. In other words, the current command values i ₁ α and i ₁ β flowing through the windings 201 and 202 given by (29 formula) and (30 formula) are the angular velocity

【式】振幅√₁ ²＋₁ ²の正弦波となる。指令値i₁d，i₁qを変えると、振幅と角速度がと
もに（31式）・（34式）にしたがつて変化し、また
位相は（32式）にしたがい瞬時に変化して、速
度制御系と磁束制御系が干渉し合うことを避け
る。以上のようにして得られた電流指令値i₁α，i₁
βは、すでに説明したように（ω＋ω_s）演算回
路１９と、２相→３相変換回路２０にて、誘導電
動機２へ与えるべき３相の電流基準ｉ_1u，ｉ_1v，
ｉ_1wとされ、これにしたがい正弦波サイクロコン
バータ１を運転する。このようにしてこの制御方式は、誘導電動機２
の二次磁束φ_２を演算より求め、それにしたがつ
て一次電流を与えることにより、標準の誘導電動
機２を用いて、零速度（停止）から高範囲にわた
り、高精度の運転を行なうことができ、かつ磁束
検出値として演算値を適用しているから、磁束検
出値が滑らかであり、速い磁束制御が可能とな
る。しかし、さきに述べたことが成り立つのは、演
算回路における定数と、誘導電動機の実際の定数
が一致している場合である。第３図の演算回路の定数は一定であるが、誘導
電動機の実際の定数は運転条件によつて変化す
る。とくに、二次巻線の抵抗値R₂は温度に依存
し、誘導電動機が負荷を背負つて長時間運転され
ると、二次巻線の温度は上昇するから、それとと
もに変化すると考えねばならない。ここで、二次巻線の抵抗のR₂の値が、演算回
路１８と誘導電動機２とで異なつている場合に生
じる現象について述べてみよう。トルク分電流指令値i₁qと二次磁束分電流指令
値i₁dが、第３図の演算回路に与えられると、（27
式）・（28式）に基づき、巻線２０１，２０２を流
れる電流の指令値i₁α，i₁βが演算され、これに
したがい誘導電動機２へ一次巻線を流れる電流i₁
α，i₁βが供給され、誘導電動機２の内部では
（25式）・（26式）が成り立ち、電流制御系の遅れ
を無視すると、電流指令値i₁αと電流i₁α、電流
指令値i₁βと電流i₁βは同じであると云える。しかしながら、二次巻線の抵抗のR₂の値が異
なつているため、実際のトルク分電流i₁qはその
指令値i₁qと違つてくるし、また、二次磁束分電
流i₁dもこの指令値i₁dと異なつている。簡単のため、まずトルク分電流指令値i₁qを零
とし、二次磁束分電流指令値i₁dのみを一定値で
与えて、二次磁束φ_２を確立するときについて述
べよう。指令値i₁qが零であるから、（29式）ないし（34
式）からすべり角速度ω_s、位相は零であり、
巻線２０１への電流指令値i₁αは二次磁束分電流
指令値i₁dに等しく、巻線２０２への電流指令値i₁
βは零の直流となる。そして、（25式）にしたがい、二次磁束φ_２は
二次磁束分電流ｉ^１ _１ｄの遅れで確立されてゆく
が、二次抵抗R₂の値が異なるため、実際の誘導
電動機内の磁束と演算磁束とでは、確立されるま
での時間が違う。したがつて、磁束制御を行なつた場合、二次磁
束分電流指令値i₁dは誘導電動機内の二次磁束φ
_２が磁束指令値に達しない前に定常値に弱められ
たり、磁束指令値に達しても、演算磁束が磁束指
令値に達するまでは、定常値に弱められないとい
う現象が生じる。このため誘導電動機内の二次磁束φ_２は、その
電流指令値i₁dが定常値に達した後は、ゆつくり
と誘導電動機２の二次巻線の時定数によつて、磁
束指令値に収束する。つまり、トルク分電流指令値i₁qが零であるケ
ースについて、二次磁束分電流指令値i₁dが一定
である場合と、磁束演算値によりその指令値¹i₁d
を制御する場合において、生じる現象について述
べており、指令値i₁qが零であるときは（34式）
からすべり角速度ω_sは零であり、二次抵抗R₂の
値に依存せず、指令値i₁dとその電流i₁dは等しか
つた。つぎに、二次磁束φ_２がある磁束指令の下に定
常状態にあるとき、トルク分電流指令値i₁qを零
からある値にステツプ的に変化したときを考えよ
う。巻線２０１，２０２への電流指令値i₁α，i₁β
は（29式）から（34式）に基づき、直線から正弦
波に瞬時に変化する。すなわち、一次電流のベク
トルは回転子に固定したα−β座標系に対して回
転し始める。このとき、指令値i₁α，i₁βの振幅は√₁ ²＋
i₁q²、位相はtan^-1i₁q／i₁d、すべり角速度ω_sは
二次磁束分電流指令値i₁dが一定であることより
[Formula] It becomes a sine wave with amplitude √ ₁ ² + ₁ ² . When the command values i ₁ d and i ₁ q are changed, both the amplitude and the angular velocity change according to (formula 31) and (formula 34), and the phase changes instantaneously according to (formula 32), and the speed changes. Avoid interference between the control system and the magnetic flux control system. Current command value i ₁ α, i ₁ obtained as above
As already explained, β is the three-phase current reference i _1u , i _1v , which should be given to the induction motor 2 in the (ω+ω _s ) calculation circuit 19 and the 2-phase → 3-phase conversion circuit 20.
i _1w , and the sine wave cycloconverter 1 is operated accordingly. In this way, this control method controls the induction motor 2
By calculating the secondary magnetic flux φ ₂ of , and since the calculated value is applied as the magnetic flux detection value, the magnetic flux detection value is smooth and fast magnetic flux control is possible. However, the above statement holds true when the constants in the arithmetic circuit match the actual constants of the induction motor. Although the constants of the arithmetic circuit shown in FIG. 3 are constant, the actual constants of the induction motor vary depending on operating conditions. In particular, the resistance value R ₂ of the secondary winding depends on the temperature, and when the induction motor is operated for a long time with a load on its shoulders, the temperature of the secondary winding rises, so it must be considered that it will change accordingly. Let us now discuss the phenomenon that occurs when the value of R ₂ of the resistance of the secondary winding is different between the arithmetic circuit 18 and the induction motor 2. When the torque component current command value i ₁ q and the secondary magnetic flux component current command value i ₁ d are given to the arithmetic circuit shown in Fig. 3, (27
Based on Equations) and (Equations 28), the command values i ₁ α and i ₁ β of the current flowing through the windings 201 and 202 are calculated, and the current i ₁ flowing through the primary winding of the induction motor 2 is calculated according to this.
α, i ₁ β are supplied, and (Equation 25) and (Equation 26) hold within the induction motor 2. If the delay in the current control system is ignored, the current command value i ₁ α, the current i ₁ α, and the current command It can be said that the value i ₁ β and the current i ₁ β are the same. However, since the value of R ₂ of the resistance of the secondary winding is different, the actual torque component current i ₁ q will be different from its command value i ₁ q, and the secondary magnetic flux component current i ₁ d will also be different. This command value i ₁ d is different. For the sake of simplicity, we will first describe the case where the torque component current command value i ₁ q is set to zero and only the secondary magnetic flux component current command value i ₁ d is given as a constant value to establish the secondary magnetic flux φ ₂ . Since the command value i ₁ q is zero, (equation 29) or (equation 34
From equation), the slip angular velocity ω _s and the phase are zero,
The current command value i ₁ α to the winding 201 is equal to the secondary magnetic flux current command value i 1 d, and the current command value i ₁ α to the winding 202 is equal to the current command value i _{1 d} for the secondary magnetic flux.
β becomes zero direct current. Then, according to (25), the secondary magnetic flux φ ₂ is established with a delay of the secondary magnetic flux current i ¹ ₁ d, but since the value of the secondary resistance R ₂ is different, the actual induction motor The time it takes to establish the magnetic flux and the calculated magnetic flux are different. Therefore, when magnetic flux control is performed, the secondary magnetic flux current command value i ₁ d is the secondary magnetic flux φ in the induction motor.
₂ is weakened to a steady value before reaching the magnetic flux command value, or even if the magnetic flux reaches the magnetic flux command value, it is not weakened to the steady value until the calculated magnetic flux reaches the magnetic flux command value. Therefore, after the current command value i ₁ d reaches a steady value, the secondary magnetic flux φ ₂ in the induction motor 2 slowly decreases to the magnetic flux command value depending on the time constant of the secondary winding of the induction motor 2. converges to. In other words, for the case where the torque component current command value i ₁ q is zero, the case where the secondary magnetic flux component current command value i ₁ d is constant, and the case where the command value ¹ i ₁ d is determined by the magnetic flux calculation value.
It describes the phenomenon that occurs _when controlling
The slip angular velocity ω _s was zero and did not depend on the value of the secondary resistance R ₂ , and the command value i ₁ d and its current i ₁ d were equal. Next, let us consider a case where the torque component current command value i ₁ q is changed stepwise from zero to a certain value while the secondary magnetic flux φ ₂ is in a steady state under a certain magnetic flux command. Current command values i ₁ α, i ₁ β to windings 201 and 202
changes instantaneously from a straight line to a sine wave based on equations (29) to (34). That is, the vector of the primary current begins to rotate with respect to the α-β coordinate system fixed to the rotor. At this time, the amplitude of the command values i ₁ α, i ₁ β is √ ₁ ² +
i ₁ q ² , the phase is tan ^-1 i ₁ q/i ₁ d, and the slip angular velocity ω _s is because the secondary magnetic flux current command value i ₁ d is constant.

【式】となる。この一次電流と二次磁束間の関係は、（17式）・
（18式）で表わされ、（17式）・（18式）は前定数と
してL₂／R₂を含んでいるから、定常状態でも誘
導電動機内と演算回路とでは、二次磁束の大き
さ、位相とも異なつたものとなるが、それは誘導
電動機と演算回路とで、二次磁束分電流i₁dとそ
の指令値i₁d、トルク分電流i₁qとその指令値i₁qが
違うことを意味する。これによつて発生するトルクも、当然、トルク
分電流指令値i₁qにより指令される値とは異な
る。さらに、このときトルクは誘導電動機内の二次
磁束φ_２が定常値に落ちつくまでの間、過渡現象
を持つ。したがつて、トルク分電流指令値i₁qは誘導電
動機内の磁束の値により、所要のトルクを発生す
るように制御され、さらにこれによつて磁束が変
化するから、速い速度制御は望めない。自動界磁弱め制御を行なうと、トルク分電流指
令値i₁q、二次磁束分電流指令値i₁dともに変化す
るから、さらに複雑な過渡現象となる。ここにおいて、本発明はこれらの不具合を解決
するためになされたものである。すなわち、さきに述べた問題点は、誘導電動機
の二次抵抗と演算回路にて設定された値が異なる
ことにより生ずるものであるから、演算回路の設
定値を誘導電動機の二次抵抗の値に追従させるこ
とにより解決される。そこで本発明は、さきの演算回路における二次
抵抗の設定値を、誘導電動機の真の二次抵抗の値
に追従させることができる誘導電動機の制御装置
を得ることをその目的とする。第４図は、この実施例における一次電流瞬時基
準値演算回路の電気的略線図、第５図はそのシス
テム全体の構成をあらわすブロツクダイアグラム
である。４０７は、第３図と同様、一次電流α−β軸成
分指令値i₁α，i₁βより二次磁束の瞬時値φ_２
α，φ_２βを演算する二次磁束瞬時値演算回路で
ある。誘導電動機２の使用条件から、最も二次巻線の
温度が高いときの二次抵抗の値Ｒ_2Lと、最も二次
巻線の温度が低いときの二次抵抗の値Ｒ_2Sを求め
ておき、コンデンサ４２２，４２３の静電容量は
（Ｌ_２／Ｍ・１／Ｒ_２Ｌ）、コンデンサ４４４，４４５
の静電容量は｛Ｌ_２／Ｍ（１／Ｒ_２Ｓ−１／Ｒ_２Ｌ）｝なる値に
それぞれ設定されているものとする。４４６は第５図に示した温度検出器２１Ｔに接
続される入力端子で、温度検出器２１は誘導電動
機の二次巻線の温度を感知し、二次巻線温度に比
例した電圧を発生し、４４１は関数発生器で温度
検出器２１Ｔの出力から後述する関数出力を発生
する。掛算器４４２，４４２のそれぞれの、一方の入
力端子は関数発生器４４１の出力端子に接続さ
れ、他方の入力端子は直流演算増幅器３１６，３
１７の出力側とおのおの接続されている。直流増幅器３１６，３１７の入力と出力の関係
は、つぎの（35式）・（36式）で与えられる。 i₁α＝〔１／Ｍ＋Ｌ_２／Ｍ｛１／Ｒ_２Ｌ＋（Ｔ）（１／Ｒ_２Ｓ−１／Ｒ_２Ｌ｝ｐ〕φ_２α…（35
式） i₁β＝〔１／Ｍ＋Ｌ_２／Ｍ｛１／Ｒ_２Ｌ＋（Ｔ）（１／Ｒ_２Ｓ−１／Ｒ_２Ｌ）｝ｐ〕φ_２β…（
36式）ただし、（ｔ）は関数発生器４４１の出力で
ある。ある温度における二次抵抗の真値をR₂
（Ｔ）としたとき、（35式）・（36式）と（17式）・
（18式）とを比較して、（37式）がえられる。１／Ｒ_２（Ｔ）＝１／Ｒ_２Ｌ＋（Ｔ）（１／Ｒ_２Ｓ−
１／Ｒ_２Ｌ）…（37式）すなわち、（37式）が成立するように（Ｔ）
なる関数（Ｔは温度）を定めることにより、二次
巻線の温度が変わつても二次磁束瞬時演算回路４
０７から得られる磁束φ_２α，φ_２βは、誘導電
動機内の値と一致する。関数発生器４４１はこの関数（Ｔ）を与える
ためのものである。（37式）から（38式）がえられる。（Ｔ）＝Ｒ_２Ｓ／Ｒ_２（Ｔ）Ｒ_２Ｌ−Ｒ_２（Ｔ）／
Ｒ_２Ｌ−Ｒ_２ｓ…（38式）したがつて、予め誘導電動機２の二次巻線の温
度と、抵抗値の関係を測定により求めておけば、
運転時には温度検出器２１Ｔにより二次巻線温度
を検出することから、その温度における二次巻線
抵抗R₂（Ｔ）を知ることができ、（38式）に基づ
き関数（Ｔ）を定めることができる。このようにして、第４図の構成の一次電流瞬時
値演算回路１８−１にて、二次磁束分電流指令値
i₁dとトルク分電流指令値i₁qから、二次磁束φ_２
の大きさ、二次磁束φ_２のα軸となす角θを演算
することができ、演算結果は二次巻線温度に拘ら
ず、誘導電動機２の内部の値と一致する。第５図に示した本発明の構成によれば、誘導電
動機２の二次巻線の温度が上昇し、二次抵抗の値
が変ると、それとともに一次電流瞬時基準値演算
回路４０７の定数も変化して、つねに誘導電動機
２の内部の磁束の値と等しい演算結果を得ること
ができ、これに基づき一次電流を与えることか
ら、さきに記したような演算回路定数と誘導電動
機定数が異なるために生ずるトラブルを避けるこ
とができる。本発明は上述のように、トルク指令値、磁束指
令値および誘導電動機の相互インダクタンス、２
次巻線抵抗、２次巻線自己インダクタンスの各設
定値に基く１次電流基準値によつて周波数変換装
置を動作させて誘導電動機の１次電流を制御する
につき、２次巻線の検出温度に基いて２次巻線抵
抗の設定値を修正するようにしたため、トルク指
令に線形的に対応するトルクを発生させることが
でき、且つ磁束指令に対する磁束の応答が正確に
なり、速度制御特性および磁束制御特性の良好な
制御装置を提供することができる。[Formula] becomes. The relationship between this primary current and secondary magnetic flux is (Equation 17)・
(Equation 18), and Equations (17) and (18) include L ₂ /R ₂ as pre-constants, so even in steady state, the magnitude of the secondary magnetic flux inside the induction motor and in the arithmetic circuit is This is different from the phase and phase, but the reason is that the secondary magnetic flux current i ₁ d and its command value i 1 d, and the torque component current i ₁ q and its command value i ₁ q are the induction motor and the calculation _circuit . It means something different. The torque generated by this is naturally different from the value commanded by the torque component current command value i ₁ q. Furthermore, at this time, the torque has a transient phenomenon until the secondary magnetic flux φ ₂ in the induction motor settles down to a steady value. Therefore, the torque component current command value i ₁ q is controlled to generate the required torque by the value of the magnetic flux within the induction motor, and since the magnetic flux changes due to this, fast speed control cannot be expected. . When automatic field weakening control is performed, both the torque component current command value i ₁ q and the secondary magnetic flux component current command value i ₁ d change, resulting in a more complicated transient phenomenon. Here, the present invention has been made in order to solve these problems. In other words, the problem mentioned earlier is caused by the difference between the secondary resistance of the induction motor and the value set in the calculation circuit, so it is necessary to change the setting value of the calculation circuit to the value of the secondary resistance of the induction motor. This is solved by making it follow. Therefore, an object of the present invention is to obtain a control device for an induction motor that can make the set value of the secondary resistance in the arithmetic circuit follow the value of the true secondary resistance of the induction motor. FIG. 4 is a schematic electrical diagram of the primary current instantaneous reference value calculation circuit in this embodiment, and FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the entire system. 407 is the instantaneous value φ ₂ of the secondary magnetic flux from the primary current α-β axis component command values i ₁ α, i ₁ β, as in FIG.
This is a secondary magnetic flux instantaneous value calculation circuit that calculates α, φ ₂ β. From the operating conditions of the induction motor 2, find the value of the secondary resistance R _2L when the temperature of the secondary winding is the highest and the value of the secondary resistance R _2S when the temperature of the secondary winding is the lowest. , the capacitance of the capacitors 422 and 423 is (L ₂ /M・1/R _2L ), and the capacitance of the capacitors 444 and 445
It is assumed that the capacitances of are respectively set to a value of {L ₂ /M(1/R _2S −1/R _2L )}. 446 is an input terminal connected to the temperature detector 21T shown in FIG. 5. The temperature detector 21 senses the temperature of the secondary winding of the induction motor and generates a voltage proportional to the temperature of the secondary winding. , 441 is a function generator that generates a function output, which will be described later, from the output of the temperature detector 21T. One input terminal of each of the multipliers 442, 442 is connected to the output terminal of the function generator 441, and the other input terminal is connected to the DC operational amplifier 316, 3.
17 output sides and are connected to each other. The relationship between the input and output of the DC amplifiers 316 and 317 is given by the following equations (35) and (36). i ₁ α=[1/M+L ₂ /M{1/R _2L + (T) (1/R _2S −1/R _2L }p]φ ₂ α…(35
Formula) i ₁ β=[1/M+L ₂ /M{1/R _2L + (T) (1/R _2S -1/R _2L )}p]φ ₂ β...(
(Equation 36) However, (t) is the output of the function generator 441. The true value of the secondary resistance at a certain temperature is R ₂
When (T), (35 formula), (36 formula) and (17 formula)
By comparing (Equation 18), we obtain (Equation 37). 1/R ₂ (T) = 1/R _2L + (T) (1/R _2S -
1/R _2L )...(Formula 37) In other words, (T) so that (Formula 37) holds true.
By determining the function (T is temperature), even if the temperature of the secondary winding changes, the secondary magnetic flux instantaneous calculation circuit 4
The magnetic fluxes φ ₂ α, φ ₂ β obtained from 07 match the values in the induction motor. Function generator 441 is for providing this function (T). (Formula 38) can be obtained from (Formula 37). (T)= _R2S / _R2 (T) _R2L - _R2 (T)/
R _2L −R _2s (Formula 38) Therefore, if the relationship between the temperature of the secondary winding of the induction motor 2 and the resistance value is determined in advance by measurement,
Since the secondary winding temperature is detected by the temperature detector 21T during operation, the secondary winding resistance R ₂ (T) at that temperature can be known, and the function (T) can be determined based on (Equation 38). I can do it. In this way, the primary current instantaneous value calculation circuit 18-1 having the configuration shown in FIG. 4 calculates the secondary magnetic flux component current command value.
From i ₁ d and torque component current command value i ₁ q, secondary magnetic flux φ ₂
The magnitude of the secondary magnetic flux φ ₂ and the angle θ between the α axis and the α axis can be calculated, and the calculation results match the internal values of the induction motor 2 regardless of the secondary winding temperature. According to the configuration of the present invention shown in FIG. 5, when the temperature of the secondary winding of the induction motor 2 rises and the value of the secondary resistance changes, the constant of the primary current instantaneous reference value calculation circuit 407 also changes. Since the calculation result is always equal to the value of the magnetic flux inside the induction motor 2 and the primary current is given based on this, the calculation circuit constant and the induction motor constant are different as described earlier. You can avoid troubles that may occur. As described above, the present invention provides a torque command value, a magnetic flux command value, mutual inductance of an induction motor,
When controlling the primary current of the induction motor by operating the frequency converter according to the primary current reference value based on the set values of the secondary winding resistance and secondary winding self-inductance, the detected temperature of the secondary winding Since the setting value of the secondary winding resistance is corrected based on A control device with good magnetic flux control characteristics can be provided.

[Brief explanation of the drawing]

第１図は先行技術としての正弦波サイクロコン
バータを用いて誘導電動機を自動界磁弱め制御す
るシステムの構成結線図、第２図は誘導電動機を
２相２極とし90゜位相差のα−β座標系で表わし
た動作原理図、第３図はその二次磁束φ_２とその
α軸となす角度θの演算を行なう一次電流瞬時基
準値演算回路のブロツク線図、第４図は本発明第
３項発明の一実施例における一次電流瞬時基準値
演算回路の電気的略線図、第５図はそのシステム
全体の構成をあらわすブロツクダイアグラム、で
ある。１……周波数変換装置（正弦波サイクロコンバ
ータ、２……誘導電動機、３……２相センシル発
振器、４……回転計発電機、５……交流電源、６
……同期整流回路、７……速度基準、８，１３，
１６，２５，２７……比較器、９……速度制御回
路、１０……絶対値変換回路、１１，３１０〜３
１３，３２６，３２７，３３５，３３６，４４
２，４４３……掛算器、１２……界磁弱め開始点
設定器、１４……自動界磁弱め制御回路、１５…
…強め界磁基準、１７……磁束制御回路、１８，
１８−１，１８−２……一次電流瞬時基準値演算
回路、１９……（ω＋ω_s）演算回路、２０……
２相→３相変換回路、２１Ｔ……温度検出器、２
１〜２３……変流器、２４……電流検出回路、２
８〜３０……電流制御回路、３１，３３……３相
→２相変換回路、３２……電圧検出回路、３４…
…二次抵抗R₂修正回路、１４１，１４２……ダ
イオード、２０１……一次巻線のα軸成分、２０
２……一次巻線のβ軸成分、２０３……二次巻線
のα軸成分、２０４……二次巻線のβ軸成分、３
０１……トルク分電流指令値i₁qの入力端子、３
０２……二次磁束分電流指令値i₁dの入力端子、
３０３……一次電流α軸成分指令値i₁αの出力端
子、３０４……一次電流β軸成分指令値i₁βの出
力端子、３０５……二次磁束φ_２の演算値の出力
端子、３０６……座標変換回路、３０７，４０７
……二次磁束瞬時値演算回路、３０８……二次磁
束瞬時値基準化回路、３０９……二次磁束絶対値
演算回路、３１４，３１５……加算器、３１６，
３１７，３２４，３２５，３３２，３３７……直
流演算増幅器、３１８，３１９，３２８〜３３
１，３３３，３３４，３３８〜３４０……抵抗値
１の抵抗器、３２０，３２１……抵抗値Ｍの抵抗
器、３２２，３２３……静電容量Ｌ_２／Ｍ・１／Ｒ_２の
コンデンサ、４２２，４２３……静電容量Ｌ_２／Ｍ・１／Ｒ
_２Ｌのコンデンサ、４４１……関数発生器、４４４，４
４５……静電容量Ｌ_２／Ｍ（１／Ｒ_２Ｓ−１／Ｒ_２Ｌ）
のコンデンサ、４４６……温度検出器２１Ｔに接続される入
力端子。 Fig. 1 is a configuration wiring diagram of a system for automatically controlling the field weakening of an induction motor using a sine wave cycloconverter as a prior art, and Fig. 2 shows an induction motor with two phases and two poles, α-β with a 90° phase difference. Figure 3 is a block diagram of the primary current instantaneous reference value calculation circuit that calculates the secondary magnetic flux _φ2 and the angle θ formed with the α axis, and Figure 4 is a diagram of the principle of operation expressed in a coordinate system. FIG. 5 is a schematic electrical diagram of a primary current instantaneous reference value calculation circuit according to an embodiment of the invention in Section 3. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the entire system. 1... Frequency conversion device (sine wave cycloconverter, 2... Induction motor, 3... Two-phase sensior oscillator, 4... Tachometer generator, 5... AC power supply, 6
...Synchronous rectifier circuit, 7...Speed reference, 8,13,
16, 25, 27... Comparator, 9... Speed control circuit, 10... Absolute value conversion circuit, 11,310-3
13,326,327,335,336,44
2,443... Multiplier, 12... Field weakening start point setter, 14... Automatic field weakening control circuit, 15...
...Strengthening field reference, 17...Magnetic flux control circuit, 18,
18-1, 18-2...Primary current instantaneous reference value calculation circuit, 19...(ω+ _ωs ) calculation circuit, 20...
2-phase → 3-phase conversion circuit, 21T...Temperature detector, 2
1 to 23...Current transformer, 24...Current detection circuit, 2
8 to 30... Current control circuit, 31, 33... 3-phase to 2-phase conversion circuit, 32... Voltage detection circuit, 34...
... Secondary resistance R ₂ correction circuit, 141, 142 ... Diode, 201 ... α-axis component of primary winding, 20
2...β-axis component of the primary winding, 203...α-axis component of the secondary winding, 204...β-axis component of the secondary winding, 3
01...Input terminal for torque component current command value i ₁ q, 3
02...Input terminal for secondary magnetic flux current command value i ₁ d,
303...Output terminal for primary current α-axis component command value _i1α , 304...Output terminal for primary current β-axis component command value _i1β , 305...Output terminal for calculated value of secondary magnetic flux _φ2 , 306 ...Coordinate conversion circuit, 307, 407
... Secondary magnetic flux instantaneous value calculation circuit, 308 ... Secondary magnetic flux instantaneous value standardization circuit, 309 ... Secondary magnetic flux absolute value calculation circuit, 314, 315 ... Adder, 316,
317, 324, 325, 332, 337...DC operational amplifier, 318, 319, 328-33
1,333,334,338-340...Resistor with resistance value 1, 320,321...Resistor with resistance value M, 322,323...Capacitor with capacitance _L2 /M・1/ _R2 , 422,423...Capacitance L ₂ /M・1/R
_2L capacitor, 441...Function generator, 444,4
45...Capacitance _L2 /M (1/ _R2S -1/ _R2L )
capacitor, 446...input terminal connected to temperature detector 21T.

Claims

[Claims]

1 Setting of both the torque command value and magnetic flux command value, the mutual inductance value between the primary winding and secondary winding of the induction motor, the resistance value of the secondary winding, and the self-inductance value of the secondary winding Based on the value, a reference value of the primary current to be supplied to the induction motor is calculated as an instantaneous value including slip, and a frequency conversion device is provided for supplying the primary current to the induction motor based on this reference value. A control device for an induction motor, comprising: means for detecting the temperature of the secondary winding; and means for correcting a set value of the secondary winding resistance based on the detected value; A control device for an induction motor, characterized in that a set value of a winding resistance follows its true value.