【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]
この発明は、可変容量ダイオードを共振回路に
具備する発振器に関するものであり、特に広帯域
に発振周波数を可変ならしめることができる電圧
制御可変周波数発振器を提供することを目的とす
る。
従来VHF帯域以下の電圧制御可変周波数発振
器は、コルピツツ型又はハートレー型と称する発
振器のコンデンサを可変容量ダイオードに置き換
て発振周波数を可変ならしめていた。ところがコ
ルピツツ発振器の構成を示す第１図からわかる様
に、コンデンサ３を可変容量ダイオードに置き換
ても、並列に接続されているコンデンサ１，２が
あるので、インダクタ４に対する容量変化比がみ
かけ上小さくなり、発振周波数の可変範囲が狭
く、さらに発振周波数が共振周波数
The present invention relates to an oscillator that includes a variable capacitance diode in a resonant circuit, and particularly aims to provide a voltage-controlled variable frequency oscillator whose oscillation frequency can be varied over a wide band. Conventional voltage-controlled variable frequency oscillators for the VHF band and below have made the oscillation frequency variable by replacing the capacitor of the Colpitts type or Hartley type oscillator with a variable capacitance diode. However, as can be seen from Figure 1, which shows the configuration of the Colpitts oscillator, even if capacitor 3 is replaced with a variable capacitance diode, there are capacitors 1 and 2 connected in parallel, so the capacitance change ratio with respect to inductor 4 is apparently The oscillation frequency becomes smaller, the variable range of the oscillation frequency is narrower, and the oscillation frequency is closer to the resonance frequency.
【式】より低い周波数となる欠点を有
していた。ここでＣDは可変容量ダイオードの容
量値である。この傾向はUHF帯以上の高い周波
数では、トランスジスタの奇生容量等が加わり、
さらに大きいものであつた。そこで最近では
UHF帯域以上の発振器は第２図に示す反射形発
振器が用いられている。直列共振器６は可変容量
ダイオード７とインダクタ８及びコンデンサ９よ
りなり、その共振周波数はバイアス抵抗１７を通
して電圧制御端子１６に印加させられる直流電圧
ＶDで変化させられる。一方発振用増幅器１０
は、トランスジスタ１５とバイアス抵抗１１，１
２，１３及び整合用コンデンサ１４とよりなる回
路で構成され、トランスジスタのベース端子をみ
た反射係数γが負性抵抗になつている。第２図の
発振器の発条件は、直列共振器６の反射係数Γと
すると、
γ・Γ＝１ ……(1)
すなわち
｜γ｜・｜Γ｜＝１
Ｌγ＋ＬΓ＝360・ｎ ｎ＝±０、１、２、……
で求められる。発振周波は後半のＬγ＋ＬΓ＝
360・ｎ ｎ＝±０、１、２……で決定されるこ
とが知られている。
第３図は反射係数γ及びΓの周波数による位相
特性であるＬγ、ＬΓの特性例である。共振器の
位相特性はダイオード印加電圧ＶDにより曲線１
９，２０，２１と印加電圧の増大とともに変化す
る。共振周波数ｆOはθ＝180として交点２２，２
３，２４から求まりｆp1、ｆp2、ｆp3となる。一
方発振用増幅器の反射係数γの位相特性は曲線２
８で示されており、実際の発振周波数ｆrは前述
の条件より、θ＝180よりの位相差の等しい交点
２５，２６，２７として求まり発振周波数ｆr1、
ｆr2、ｆr3となる。第４図は直列共振回路の共振
周波数ｆpと実際の発振周波数ｆrの特性の実測例
である。第４図からわかるように従来発振器では
可変周波数範囲が狭く、高い周波数側では共振周
波数ｆpより大幅に低くなる欠点を有していた。
本発明では前記欠点を可変容量ダイオードを直
列に接続することにより、広帯域に周波数を可変
できる発振器を提供するものである。
第５図は本発明の一実施例である。負性抵抗を
示すトランスジスタ１５のベース側にコンデンサ
９、インダクタ８を介して、同一極性側に共通の
制御電圧が印加できる２個の可変容量ダイオード
を接続せしめている。この時可変容量ダイオード
の直列接続容量は1/2となり従来例と同一の共振
周波数になるようインダクタを大きくした場合、
共振回路の位相特性は急しゆんなものとなる。す
なわち第３図における曲線１９，２０，２１の傾
きが垂直に近くなり共振周波数ｆpと発振周波数
ｆrとがより接近することとなる。
第６図は共振回路６の本発明の他の一実施例で
ある。本実施例はインダクタを介して可変容量ダ
イオードが接続されており制御電圧端子を２つも
つことを特徴としている。一方の制御電圧端子を
周波数微調整として独立に使用するのに便利であ
る。従来回路では第２図において可変容量ダイオ
ードとアースの間にコンデンサを別に挿入する必
要があり、特に1GHz以上の高い周波数ではコン
デンサのリード長等の不要インピーダンスのため
に不適当であつた。しかし本発明によれば共振回
路に不要素子を必要として制御電圧端子を増加で
きる。
共振回路の共振周波数変化比は、可変容量コン
デンサの最大容量Cmax最小容量Cminとすると
共振周波数ｆrは[Formula] had the disadvantage of lower frequency. Here, C D is the capacitance value of the variable capacitance diode. This tendency occurs at high frequencies above the UHF band, due to the addition of parasitic capacitance of transistors, etc.
It was even bigger. So recently
As an oscillator for the UHF band or above, a reflection type oscillator shown in FIG. 2 is used. The series resonator 6 is composed of a variable capacitance diode 7, an inductor 8, and a capacitor 9, and its resonant frequency is changed by a DC voltage V D applied to a voltage control terminal 16 through a bias resistor 17. On the other hand, the oscillation amplifier 10
is the transistor 15 and the bias resistor 11,1
2 and 13 and a matching capacitor 14, and the reflection coefficient γ when looking at the base terminal of the transistor is a negative resistance. The oscillation conditions for the oscillator in Fig. 2 are as follows, where the reflection coefficient Γ of the series resonator 6 is γ・Γ=1 ...(1) That is, |γ|・|Γ|=1 Lγ+LΓ=360・n n=±0 , 1, 2,... The oscillation frequency is Lγ+LΓ=
360·n It is known that n=±0, 1, 2... is determined. FIG. 3 shows an example of the characteristics of Lγ and LΓ, which are phase characteristics depending on the frequency of the reflection coefficients γ and Γ. The phase characteristic of the resonator is curve 1 depending on the diode applied voltage V D.
9, 20, 21 and changes as the applied voltage increases. The resonance frequency f O is at the intersection 22,2 with θ=180.
3 and 24, resulting in f p1 , f p2 , and f p3 . On the other hand, the phase characteristic of the reflection coefficient γ of the oscillation amplifier is curve 2
8, and the actual oscillation frequency f r is determined from the above-mentioned conditions as the intersection points 25, 26, and 27 with equal phase difference from θ=180, and the oscillation frequency f r1 ,
They become f r2 and f r3 . FIG. 4 is an example of actual measurements of the characteristics of the resonant frequency f p of the series resonant circuit and the actual oscillation frequency f r . As can be seen from FIG. 4, the conventional oscillator had the disadvantage that the variable frequency range was narrow and the high frequency range was significantly lower than the resonant frequency f p . The present invention solves the above-mentioned drawbacks by providing an oscillator whose frequency can be varied over a wide band by connecting variable capacitance diodes in series. FIG. 5 shows an embodiment of the present invention. Two variable capacitance diodes to which a common control voltage can be applied to the same polarity side are connected to the base side of the transistor 15 exhibiting negative resistance via a capacitor 9 and an inductor 8. At this time, the series connection capacitance of the variable capacitance diode becomes 1/2, and if the inductor is increased to have the same resonant frequency as the conventional example,
The phase characteristics of the resonant circuit become abrupt. That is, the slopes of the curves 19, 20, and 21 in FIG. 3 become close to vertical, and the resonant frequency f p and the oscillation frequency f r become closer to each other. FIG. 6 shows another embodiment of the resonant circuit 6 according to the present invention. This embodiment is characterized in that a variable capacitance diode is connected via an inductor and has two control voltage terminals. It is convenient to use one control voltage terminal independently for frequency fine adjustment. In the conventional circuit, it was necessary to separately insert a capacitor between the variable capacitance diode and the ground in Figure 2, which was inappropriate especially at high frequencies above 1 GHz due to unnecessary impedance such as the lead length of the capacitor. However, according to the present invention, the number of control voltage terminals can be increased by requiring non-element elements in the resonant circuit. The resonant frequency change ratio of the resonant circuit is the maximum capacitance Cmax of the variable capacitor and the minimum capacitance Cmin, then the resonant frequency f r is
【式】であるので、
√となり、本発明による共振周波
数の変化比は変わらない。
すなわち本発明では発振周波数ｆrが直列共振
器の共振周波数ｆpに近づくことになる。
第７図は従来実施例による特性３２と本発明の
実施例によつて得られた特性３３を示しており、
1GHz附近では、発振周波数が高域側へ150MHz
高くなつており、改善の効果が明らかである。
第８図ａ，ｂ，ｃは本発明を構成する可容量ダ
イオードの他の一実施例である。1GHz以上の発
振周波数では、第９図ａ，ｂに示す従来の可変容
量ダイオード容器３９の長さによるインダクタン
スと可変容量ダイオードの容量とで決まる自己共
振周波数が大きくなり、高い周波数での発振が困
難である。第８図ａ，ｂに示す小型容器３８に可
変容量ダイオード４０，４１を含む第８図ｃの回
路を含む構造にすれば、容器によるインダクタン
スは端子３４と端子３６の間隔となり、容量値は
端子３５より印加される電圧で決められた可変容
量ダイオードの容量の半分となる。すなわち自己
共振周波数は非常に高くなり、本発明の第５図に
示す実施例に用いた場合効果がきわめて大きいも
のである。但し図において２９，３７はバイアス
抵抗である。
以上のように、本発明によれば特にトランスジ
スタの発振周波数の上限に近い高い周波数領域に
おいては、トランジスタのコレクタ側を容量接地
したことによりそのベース回路のインピーダンス
を高くしてその発振トランジスタのベース回路に
回路Ｑの高い２個の可変容量ダイオードを用いた
直列共振回路を接続したことにより、広帯域にお
いて発振を可能ならしめた広帯域の電圧制御可変
周波数発振器を構成することができたものであ
る。Since [formula] is √, the change ratio of the resonant frequency according to the present invention does not change. That is, in the present invention, the oscillation frequency f r approaches the resonant frequency f p of the series resonator. FIG. 7 shows a characteristic 32 obtained by the conventional embodiment and a characteristic 33 obtained by the embodiment of the present invention.
Around 1GHz, the oscillation frequency shifts to the higher side by 150MHz.
The effect of the improvement is clear. FIGS. 8a, b, and c show other embodiments of capacitive diodes constituting the present invention. At an oscillation frequency of 1 GHz or more, the self-resonant frequency determined by the inductance due to the length of the conventional variable capacitance diode container 39 shown in FIGS. 9a and 9b and the capacitance of the variable capacitance diode increases, making it difficult to oscillate at high frequencies. It is. If the small container 38 shown in FIGS. 8a and 8b is configured to include the circuit shown in FIG. This is half of the capacitance of the variable capacitance diode determined by the voltage applied from 35. That is, the self-resonant frequency becomes very high, and the effect is extremely large when used in the embodiment shown in FIG. 5 of the present invention. However, in the figure, 29 and 37 are bias resistors. As described above, according to the present invention, especially in the high frequency region near the upper limit of the oscillation frequency of the transistor, by capacitively grounding the collector side of the transistor, the impedance of the base circuit is increased and the base of the oscillating transistor is By connecting a series resonant circuit using two variable capacitance diodes with a high circuit Q to the circuit, it was possible to construct a wideband voltage-controlled variable frequency oscillator that was able to oscillate over a wideband.
【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]
第１図はコルピツツ発振器の構成図、第２図は
従来例における電圧制御可変周波数発振器の回路
図、第３図は発振周波数が決定される原理説明の
ための特性図、第４図は共振周波数と発振周波数
の特性図、第５図は本発明の一実施例における電
圧制御可変周波数発振器の回路図、第６図は本発
明の他の実施例の回路図、第７図は本発明の発振
器の効果を表わす特性図、第８図ａ，ｂ，ｃは本
発明に適した小型可変容量ダイオード素子のの外
型図及び内部回路図、第９図ａ，ｂは従来の可変
容量ダイオードの外観図である。
１５……トランジスタ、３０，３１……可変容
量ダイオード、８……インダクタンス、１６……
電圧印加端子。
Figure 1 is a configuration diagram of a Colpittz oscillator, Figure 2 is a circuit diagram of a conventional voltage-controlled variable frequency oscillator, Figure 3 is a characteristic diagram for explaining the principle of determining the oscillation frequency, and Figure 4 is the resonance frequency. FIG. 5 is a circuit diagram of a voltage controlled variable frequency oscillator according to an embodiment of the present invention, FIG. 6 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a diagram of an oscillator according to the present invention. Figures 8a, b, and c are external diagrams and internal circuit diagrams of a small variable capacitance diode element suitable for the present invention, and Figures 9a and b are external views of a conventional variable capacitance diode. It is a diagram. 15... Transistor, 30, 31... Variable capacitance diode, 8... Inductance, 16...
Voltage application terminal.