JPS6157192A - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
- Publication number
- JPS6157192A JPS6157192A JP17971484A JP17971484A JPS6157192A JP S6157192 A JPS6157192 A JP S6157192A JP 17971484 A JP17971484 A JP 17971484A JP 17971484 A JP17971484 A JP 17971484A JP S6157192 A JPS6157192 A JP S6157192A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mirror circuit
- current
- circuit
- dynamic range
- differential amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明はテレビジョン受像機の復調回路に関するもの
である。
である。
従来例の構成とその命題点
一般に半導体集積回路で嚢現される色復調回路は□、第
１因に示すヨｉ平衡赫絖型の差動増幅器が用いられてい
る。この復調自路の目的は搬送色信号をＥＲ−ＥＹ、Ｅ
Ｇ−Ｅ’ｙ、ＥＢ−ＥＹ（ＥＲ，ＥＧ、ＥＢ ’：色信
号、Ｅｙ：輝度信号）′の色差信号に変換することであ
し、たとえば□、狭帯域、二軸復調方式の場合、前記復
調回路番二□個用意し、ＥＲ−Ｅｙ、ＥＢ−ＥＹ を復
調し、それらを□マトリクスすることによシＥＧ−ＥＹ
を得ている。第１図において１〜４はスイッチング用ト
ランジスタ、５，６は増幅用トランジスタ、７は色差信
号出力用トランジスタ、８．９は定電流源、１０は負荷
、抵抗、１１，１２はエミッタ抵抗、１３．１４は副搬
送波の入力端子、１５．１６は搬送色信号の入力端子、
１７は電源端子、１８はアース、１９は出力端子である
。
１因に示すヨｉ平衡赫絖型の差動増幅器が用いられてい
る。この復調自路の目的は搬送色信号をＥＲ−ＥＹ、Ｅ
Ｇ−Ｅ’ｙ、ＥＢ−ＥＹ（ＥＲ，ＥＧ、ＥＢ ’：色信
号、Ｅｙ：輝度信号）′の色差信号に変換することであ
し、たとえば□、狭帯域、二軸復調方式の場合、前記復
調回路番二□個用意し、ＥＲ−Ｅｙ、ＥＢ−ＥＹ を復
調し、それらを□マトリクスすることによシＥＧ−ＥＹ
を得ている。第１図において１〜４はスイッチング用ト
ランジスタ、５，６は増幅用トランジスタ、７は色差信
号出力用トランジスタ、８．９は定電流源、１０は負荷
、抵抗、１１，１２はエミッタ抵抗、１３．１４は副搬
送波の入力端子、１５．１６は搬送色信号の入力端子、
１７は電源端子、１８はアース、１９は出力端子である
。
以上のように構成された復調回路の動作は、１３ 、’
１４端子に適当に”位相調整された副搬送波を入力し、
また１５．１６端子に搬送色信号を入力し、その積の１
言号を出力するものである。
１４端子に適当に”位相調整された副搬送波を入力し、
また１５．１６端子に搬送色信号を入力し、その積の１
言号を出力するものである。
さて、この復調回路をＩ、Ｑ軸で復調する広帯域方式の
復調回路として使用する場合、周波数特性に問題が生じ
た。従来の狭帯域復調の場合、色差出力の帯域幅は０．
５Ｍ）ｈであるが、前述の方式の場合、工軸カ１ 、５
Ｍ ＨＥ、Ｑ軸が０．５ＭＨｚであるから少なくとも
１．５Ｍ）４ｚまで平坦な周波数特性が必要である。
復調回路として使用する場合、周波数特性に問題が生じ
た。従来の狭帯域復調の場合、色差出力の帯域幅は０．
５Ｍ）ｈであるが、前述の方式の場合、工軸カ１ 、５
Ｍ ＨＥ、Ｑ軸が０．５ＭＨｚであるから少なくとも
１．５Ｍ）４ｚまで平坦な周波数特性が必要である。
第１図の回路では、増幅器の増幅率が主に抵抗１１．１
２の和と抵抗１０の比で決定されること、またトランジ
スタ５，６で構成される差動増幅器の入力のダイナミ・
ツクレンジをあまシ小さくできないこと、などを考慮す
ると負荷抵抗は比較的大きな抵抗値（８〜１ｏＫΩ程度
）となる。端子１９の出力信号の周波数特性は主にこの
負荷抵抗１゜と、トランジスタ２，４のコレクターとト
ランジスタのサブストレイト間の寄生容量の影響を受は
減衰する。また、出力のダイナミックレンジを広げるた
め、トランジスタ２，４のコレクタ側にｐｎｐ トラン
ジスタ等で構成された定電流源を設けられることがある
。これは抵抗１ｏによる電位降下を押えるため、抵抗１
０に流れる電流の一部を電流源で流し込もうとするもの
であるがこの回路を設けることによりコレクタ、アース
間の容量が増え一層その影４は大きくなる。しだがって
、この回路構成ではＩＱ軸復調を行うとき、復調信号の
周波数帯域が十分得られないという問題が生しる。
２の和と抵抗１０の比で決定されること、またトランジ
スタ５，６で構成される差動増幅器の入力のダイナミ・
ツクレンジをあまシ小さくできないこと、などを考慮す
ると負荷抵抗は比較的大きな抵抗値（８〜１ｏＫΩ程度
）となる。端子１９の出力信号の周波数特性は主にこの
負荷抵抗１゜と、トランジスタ２，４のコレクターとト
ランジスタのサブストレイト間の寄生容量の影響を受は
減衰する。また、出力のダイナミックレンジを広げるた
め、トランジスタ２，４のコレクタ側にｐｎｐ トラン
ジスタ等で構成された定電流源を設けられることがある
。これは抵抗１ｏによる電位降下を押えるため、抵抗１
０に流れる電流の一部を電流源で流し込もうとするもの
であるがこの回路を設けることによりコレクタ、アース
間の容量が増え一層その影４は大きくなる。しだがって
、この回路構成ではＩＱ軸復調を行うとき、復調信号の
周波数帯域が十分得られないという問題が生しる。
また、第１図の回路で従来以上に出力のダイナミックレ
ンジを広げようとすると、差動増幅器（トランジスタ６
．６）の入力側ですでにつまってしまう問題が生じた。
ンジを広げようとすると、差動増幅器（トランジスタ６
．６）の入力側ですでにつまってしまう問題が生じた。
これは、前述したように、周波数特性の問題で負荷抵抗
１０を大きくできないこと、復調ゲイン一定のもとでは
、入力のダイナミックレンジを広げるために、エミッタ
抵抗１１．１２をそれほど大酋＜できないためである。
１０を大きくできないこと、復調ゲイン一定のもとでは
、入力のダイナミックレンジを広げるために、エミッタ
抵抗１１．１２をそれほど大酋＜できないためである。
発明の目的
本発明は広帯域周波数特性を有し、入出力ダイ
１ナミツクレンジの広い復調回路を提供するもので
ある。
１ナミツクレンジの広い復調回路を提供するもので
ある。
発明の構成
この目的を達成するために本発明の復調回路は、第１の
差動増幅器の両方のベースを搬送色信号の入力端子とし
、前記第１の差動増幅器の一方のトランジスタのコレク
タを二重平衡型の第２の差動増幅器の一方の共通エミ・
ツタ側に接続し、前記第１の差動増幅器の他方のトラン
ジスタのコレクタを前記第゛２の差動増幅器の他方の共
通エミ・ツタ側に接続し、前記第２の差動増幅器の両方
のベース端子を副搬送波の入力端子とし、さらに前記第
２の差動増幅器のコレクタ側にカレントミラー回路を接
続し、前記カレントミラー回路の出力側にベース接地型
の増幅半没が接続された構成であり、これにより、広帯
域で、ダイナミックレンジの広い特性のものになる。
差動増幅器の両方のベースを搬送色信号の入力端子とし
、前記第１の差動増幅器の一方のトランジスタのコレク
タを二重平衡型の第２の差動増幅器の一方の共通エミ・
ツタ側に接続し、前記第１の差動増幅器の他方のトラン
ジスタのコレクタを前記第゛２の差動増幅器の他方の共
通エミ・ツタ側に接続し、前記第２の差動増幅器の両方
のベース端子を副搬送波の入力端子とし、さらに前記第
２の差動増幅器のコレクタ側にカレントミラー回路を接
続し、前記カレントミラー回路の出力側にベース接地型
の増幅半没が接続された構成であり、これにより、広帯
域で、ダイナミックレンジの広い特性のものになる。
実施例の説明
以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。第２図は本発明の実施例における復調回路を示
すものである。第１図では復調された色差信号成田を負
荷抵抗１ｏから直接取出す方式であったが、本発明では
、色差信号をトランジスタ２０，２１で構成されるミラ
ー回路で一度電流変換する。電流変換された信号はさら
にトランジスタ２２，２３．２４のミラー回路で電流増
幅される。この電流は、ベース接地型増幅器（トランジ
スタ２６）によって電圧変換され、エミッタ７オロワト
ランジスタ、７より、出力される。トランジスタ２５を
介して出力した理由は、トランジスタ２３．２４のコレ
クターに負荷を直接接続し電圧変換すれば第１図と同じ
ように複数個のｎｐｎトランジスタの寄生容量と、負荷
抵抗により局竺数特性が劣化するのを防ぐためである。
明する。第２図は本発明の実施例における復調回路を示
すものである。第１図では復調された色差信号成田を負
荷抵抗１ｏから直接取出す方式であったが、本発明では
、色差信号をトランジスタ２０，２１で構成されるミラ
ー回路で一度電流変換する。電流変換された信号はさら
にトランジスタ２２，２３．２４のミラー回路で電流増
幅される。この電流は、ベース接地型増幅器（トランジ
スタ２６）によって電圧変換され、エミッタ７オロワト
ランジスタ、７より、出力される。トランジスタ２５を
介して出力した理由は、トランジスタ２３．２４のコレ
クターに負荷を直接接続し電圧変換すれば第１図と同じ
ように複数個のｎｐｎトランジスタの寄生容量と、負荷
抵抗により局竺数特性が劣化するのを防ぐためである。
この復調回路の増幅率は抵抗１１，１２．３０をそれぞ
れＲｓｌ 、Ｒ，２，ｕＬ とすると近似式、ＧＤＥＭ
〜（ＲＬ／（Ｒ０１＋Ｒｅ２）ｌ＊ｎｎ：ミラー回路の
電流増幅率 で与えられる。今、増幅率を一定としたとき、入力のダ
イナミックレンジを広げるためには、Ｒ８１゜Ｒｅ２
を増加させればよい。同時に増幅率の減少をミラー回路
の増幅率で補正すれば増幅率を落とすことなくダイナミ
ックレンジを広げることができる。また、負荷抵抗ＲＬ
は１周波数特性の関係から小さくすることが望ましいが
、これもｎで補正することにより、比較的小さい抵抗値
にでき、第１図のコレクタ、サブストレイト間の寄生容
量、および負荷抵抗による周波数特性の劣化も改善でき
る。また、出力回路とミラー回路構成にしているため、
出力のダイナミックレンジは第１図に比べ大きく取れる
。そのため周波数特性劣化の要因となる電流源をトラン
ジスタ２，４のコレクタに付加する必要もない。電流増
幅率はミラー係数を可変することによって制御できるが
トランジスタの温度特性を考慮した場合、たとえば、抵
抗２７゜２８の抵抗比を変化させるのではなく、エミッ
タ抵抗は一定にしておき、ｆ！、２図のようにトランジ
スタの個数を増加させることによってミラー比を上げた
方が望ましい。
れＲｓｌ 、Ｒ，２，ｕＬ とすると近似式、ＧＤＥＭ
〜（ＲＬ／（Ｒ０１＋Ｒｅ２）ｌ＊ｎｎ：ミラー回路の
電流増幅率 で与えられる。今、増幅率を一定としたとき、入力のダ
イナミックレンジを広げるためには、Ｒ８１゜Ｒｅ２
を増加させればよい。同時に増幅率の減少をミラー回路
の増幅率で補正すれば増幅率を落とすことなくダイナミ
ックレンジを広げることができる。また、負荷抵抗ＲＬ
は１周波数特性の関係から小さくすることが望ましいが
、これもｎで補正することにより、比較的小さい抵抗値
にでき、第１図のコレクタ、サブストレイト間の寄生容
量、および負荷抵抗による周波数特性の劣化も改善でき
る。また、出力回路とミラー回路構成にしているため、
出力のダイナミックレンジは第１図に比べ大きく取れる
。そのため周波数特性劣化の要因となる電流源をトラン
ジスタ２，４のコレクタに付加する必要もない。電流増
幅率はミラー係数を可変することによって制御できるが
トランジスタの温度特性を考慮した場合、たとえば、抵
抗２７゜２８の抵抗比を変化させるのではなく、エミッ
タ抵抗は一定にしておき、ｆ！、２図のようにトランジ
スタの個数を増加させることによってミラー比を上げた
方が望ましい。
以上のように第２図の回＋＄１成により、広帯域１＋
で、入出力ダイナミックレンジの広い復調回路が実現で
きる。
きる。
発明の効果
以上の説明から明らかなように、本発明はミラー回路で
構成される電流増幅器、およびベース接地型の増幅器を
新らたに接読することにより、比較的簡単に、従来の復
調器に比べ、広帯域で、しかも、入出力ダイナミックレ
ンジの広い復調器を実現することができ、その実用効果
は大なるものがある。
構成される電流増幅器、およびベース接地型の増幅器を
新らたに接読することにより、比較的簡単に、従来の復
調器に比べ、広帯域で、しかも、入出力ダイナミックレ
ンジの広い復調器を実現することができ、その実用効果
は大なるものがある。
第１囚は従来の復調回路を示す回路図、第２図はこの発
明の一実施例である復調回路を示す回路図でろる＠ ２０．２１．２２’、２３．２４・・・・・・ミラー回
路を構成するトランジスタ、２５・・・・・・ベース接
地トランジスタ、２６，２７，２８，２９・・・・・・
エミッタ抵抗、３Ｑ・・・・・・負荷抵抗、３１・・・
・・・ベース電圧源。
明の一実施例である復調回路を示す回路図でろる＠ ２０．２１．２２’、２３．２４・・・・・・ミラー回
路を構成するトランジスタ、２５・・・・・・ベース接
地トランジスタ、２６，２７，２８，２９・・・・・・
エミッタ抵抗、３Ｑ・・・・・・負荷抵抗、３１・・・
・・・ベース電圧源。
Claims (1)
- 第１の差動増幅器の両方のベースを搬送色信号の入力端
子とし、前記差動増幅器の一方のトランジスタのコレク
タを二重平衡型の第２の差動増幅器の一方の共通エミッ
タ側に接続し、前記第１の差動増幅器の他方のトランジ
スタのコレクタを前記第２の差動増幅器の他方の共通エ
ミッタ側に接続し、前記第２の差動増幅器の両方のベー
ス端子を副搬送波の入力端子とし、さらに前記第２の差
動増幅器のコレクタ側にカレントミラー回路を接続し、
前記カレントミラー回路の出力側にベース接地型の増幅
手段を接続したことを特徴とする復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59179714A JPH0683459B2 (ja) | 1984-08-28 | 1984-08-28 | 復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59179714A JPH0683459B2 (ja) | 1984-08-28 | 1984-08-28 | 復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6157192A true JPS6157192A (ja) | 1986-03-24 |
| JPH0683459B2 JPH0683459B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=16070584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59179714A Expired - Lifetime JPH0683459B2 (ja) | 1984-08-28 | 1984-08-28 | 復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0683459B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57141191A (en) * | 1981-02-25 | 1982-09-01 | Sony Corp | Leading-out circuit for differential output |
-
1984
- 1984-08-28 JP JP59179714A patent/JPH0683459B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57141191A (en) * | 1981-02-25 | 1982-09-01 | Sony Corp | Leading-out circuit for differential output |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0683459B2 (ja) | 1994-10-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |