JPS6142335B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 例えば磁気テープまたはビデオデイスク上にビ
デオ信号を記録する際、公知のように信号は、周
波数変調された搬送波の形で記録される。なぜな
らこの時振幅制限により振幅変動をかなりの程度
まで除去できるからである。このような記録装置
において記録層にある障害個所、異物およびその
他多くの作用によつて、走査された被変調搬送波
に間隙が生じ、これら間隙によつて、再生された
画像内に多かれ少なかれ長い水平方向のしまの形
をした信号欠落部が生じるようになる。これらの
障害をドロツプアウトと称する。

このような障害を低減するため、振幅検波器に
おいて、ドロツプアウトが生じた際の変調された
搬送波からマークパルスを取出し、従つてドロツ
プアウトの間信号路を補助信号へ切換ることは公
知である（ドイツ連邦共和国特許出願公告第
1202315号明細書）。その際補助信号路は、１また
はそれ以上の走査線期間の間遅延装置によつて、
例えば前の走査線の信号を供給する。補助信号
は、灰色レベルに相当する一定直流電圧、または
ビデオ信号の積分によつて得られた電圧であつて
もよい。

従つてこのような回路は、ドロツプアウトを検
出してドロツプアウトを示すマークパルスを発生
するために検出器を必要とする。このパルスは、
直接または処理後に補助信号への切換のためスイ
ツチパルスとして使用できる。

公知の回路（ドイツ連邦共和国特許出願公開
2525074号明細書）においてFM復調器の出力信
号は、有効ビデオ信号を得るためのローパスフイ
ルタの他に、このローパスフイルタよりもずつと
広い帯域幅を有する第２のローパスフイルタに供
給される。この第２のローパスフイルタの出力信
号は、最大値比較器および最小値比較器に供給さ
れる。第２のローパスフイルタの出力端子におけ
るビデオ信号が最大値を上回るか、または最小値
を下回ると、これら両方の比較器はそれぞれ１つ
のパルスを発生する。両方の比較器の出力電圧は
加算され、かつこの和がマークパルスをなし、こ
のマークパルスがドロツプアウトの発生を表わ
す。この回路において復調された信号は、広い帯
域幅で比較器に与えなければならない。その際両
方の方向へのドロツプアウトを検出するために２
つの比較器が必要である。さらに発生されたマー
クパルスは、スイツチパルスとして信号路を十分
長く補助信号路へ切換るため、付加的な伸張回路
において引延ばさなければならない。

従つてこのような回路は、１つまたは複数の閾
値を有し、これら閾値を上回つた際または下回つ
た際にその都度マークパルスが発生される。でき
るだけすべてのドロツプアウトを検出するよう
に、この閾値は、有効信号の振幅範囲のすぐ近く
に置くようにする。しかし他方において閾値は、
この振幅範囲内にあつてはならない。なぜならこ
の時有効信号成分がドロツプアウトとして評価さ
れてしまうからである。公知の回路において１度
設定された閾値は、例えば部品の特性の変化およ
び温度変動によつて常に変動するので、安定性の
理由から閾値は、有効信号の振幅範囲から所定の
距離を持たねばならない。

本発明の課題は、閾値を自動的に有効信号の振
幅範囲のできるだけ近くに維持し、従つてできる
だけすべてのドロツプアウトを検出する、すなわ
ちマークパルスを発生するドロツプアウト検出回
路を提供することにある。

本発明によればこの課題は次のようにして解決
される。すなわち搬送波が、所定の周波数偏移範
囲にわたつて有効信号によつて変調されており、
かつFM復調器において復調され、搬送波周波数
が所定の閾値を上回るかまたは下回つた時に、こ
のFM復調器が、ドロツプアウトを示すマークパ
ルスを発生する、FM変調された搬送波用のドロ
ツプアウト検出回路において、搬送波において周
期的にくり返す周波数の評価によつて得られる制
御電圧が、前記閾値を制御するために利用される
ようにすることによつて解決される。

本発明によれば、周波数閾値を、FM搬送波中
の周期的にくり返す時点に発生する１つの周波数
によつて制御することによつて、閾値を有効信号
の振幅範囲の近傍に自動的に維持でき、ドロツプ
アウトを確実に検出することができる効果があ
る。これは、上記のような周波数閾値が、有利に
も、回路が処理すべきFM搬送波自体に周期的に
現われる１つの周波数によつて決定されることを
意味する。

本発明の実施例によれば、記録された周波数変
調信号内に、例えばフロントポーチまたはバツク
ポーチの間の振動の形で、周期的にくり返される
一定周波数を有する特別な信号が挿入される。有
利にはFM搬送波内で常に同一周波数に対応する
同期パルスを使用する。

本発明は次のような考えに基いている。周波数
変調された搬送波において同期パルス、または同
期パルスの前後に伝送される黒レベルが、FM搬
送波の周期的にくり返される周波数に相当する。
同期パルス自身をすでにドロツプアウトと評価し
てマークパルスを発生するように、回路を設計す
ることによつて、同期パルスの振幅範囲はBA信
号（画像および帰線消去信号）外にあるので、同
期パルスを、閾値の自動安定化特に最適に利用で
きるようになる。この時ドロツプアウトが存在し
ないのに周期的にマークパルスが生じるが、これ
らの周期的マークパルスは、これらマークパルス
の時点では画像再生が行われないので、本来のド
ロツプアウト補償に際し妨害作用を及ぼさない。
またたとえこれらマークパルスが、ドロツプアウ
ト補償の際に妨害になるとしても、周期的にくり
返される周知の時点に、すなわち帰線消去期間に
生じるので、わけなく除去できる。つまりこれら
のマークパルスは、帰線消去パルスによつて本来
のドロツプアウト補償回路に作用しないようにす
ることができる。

本発明の実施例を以下図面によつて説明する。

第１図において記録装置から到来しビデオ信号
で変調されたFM搬送波は、端子１からドロツプ
アウト検出回路２へ達し、このドロツプアウト検
出回路は、端子３にマークパルス４を供給する。
回路２は、FM搬送波が所定の周波数限界を上回
るかまたは下回つた時にマークパルス４を供給す
る、という役割を有する。これらの周波数限界、
すなわち周波数の閾値は、FM搬送波内に周期的
にくり返される周波数、すなわち線同期パルスに
相当する周波数によつて自動的に決められる。

回路２の閾値はf₁で示されている。f₁は制御電
圧Ｕ_Rに依存している。この制御電圧は、段５に
おけるパルス４の積分および増幅器６における続
く増幅によつて得られる。従つてここでは閾値f₁
は、端子１におけるFM搬送波の周波数偏移範囲
の下端にある。パルス４の数または幅が増加する
と、周波数限界は、低い方の周波数へずれるよう
に変化する。それによりパルス４の数または幅は
再び減少しなければならない。なぜなら周波数限
界が周波数偏移範囲からはずれ、まだ同期パルス
もほとんどドロツプアウトとして評価されないか
らである。それぞれの同期パルスがこのパルスの
半分の幅でしかパルス４を発生しない時に、Ｕ_R
が周波数限界を同期レベルに相当する周波数にす
るように、例えば増幅器６の増幅度が設定されて
いれば、安定動作の際この周波数限界は高精度で
維持される。下方への差によつて制御電圧は０に
なり、上方への偏差によつて制御電圧はまず少な
くとも２倍になる。

実際のドロツプアウトによつて生じる制御電圧
成分が、すべての同期パルスの半分によつて生じ
る制御電圧に達しない限り、周波数限界は不変で
ある。それ故に制御電圧発生のため使われるパル
スから実際のドロツプアウトを除去する必要はほ
とんどない。なるべくビデオ信号を補助信号へ切
換るため、従つて初めに述べた本来のドロツプア
ウト抑圧のため帰線消去期間中に生じるパルス４
が無効になるようにする。このことは、ほとんど
もともと存在する帰線消去パルスによつて行うこ
とができる。

第２図においてドロツプアウト検出回路は、
FM復調器７、ローパスフイルタ８およびシユミ
ツトトリガ９から成る。シユミツトトリガは、本
来の閾値回路として使われる。Ｕ_Vはバイアス電
圧であり、すなわち信号がない際に復調器７の出
力端子に生じる電圧であり、また電圧Ｕ_FMは、端
子１における搬送波によつて生じる電圧である。
シユミツトトリガは、ヒステリシス特性を持た
ず、従つて実質的に比較回路として動作する。こ
のシユミツトトリガは、入力電圧がトリガ点Ｕ_T
に達するとすぐにパルス４を発生する。従つて段
５，６を介した電圧Ｕ_Rによる本発明による制御
によれば、例えば復調器７のバイアス電圧Ｕ_Vが
変化し、従つて復調器出力端子における信号の電
圧範囲が、固定のトリガ点Ｕ_Tに対してずらされ
る。また復調器バイアス電圧を一定にして、トリ
ガ点を変化させることもできる。このことは、第
２図に破線１６で示されている。トリガ点を下回
る期間に対してその都度１つのパルス４が発生さ
れる。第３図は所属の電圧線図を示しており、し
かも第３図ａは復調器７の直線特性の場合を、ま
た第３図ｂは、周波数偏移範囲内において平らな
最大値を有する復調器特性の場合を示している。
このような平らな特性曲線を有するドロツプアウ
ト検出回路は、ドイツ連邦共和国特許出願第
2637013号明細書に記載されている。ドロツプア
ウトD₁は有効信号の周波数偏移範囲を下回り、
またドロツプアウトD₂は周波数偏移範囲を上回
る。第２図による回路で両方のドロツプアウト
D₁，D₂を検出したいならば、なるべく第３図ｂ
に示した復調器７の特性曲線を利用する。第２図
において制御電圧Ｕ_Rは、復調器７のバイアス電
圧Ｕ_Vを制御するか、またはシユミツトトリガ９
のトリガ電圧Ｕ_Tをシフトできる。ビデオ復調と
ドロツプアウト検出とに同一のFM復調器を使用
する場合（ドイツ連邦共和国特許出願公開第
2525074号明細書）、特にトリガ電圧シフトを適用
する。この時この復調器は、広い範囲内で直線的
でなくてはならない（計数復調器）。第３図ａに
より両方のドロツプアウトを検出しようとするな
らば、２つの比較回路が両方の周波数限界のため
に必要であり、これら比較回路のトリガ点は、同
一電圧Ｕ_Rで同一方向に制御される。１３および
１３′が両方の比較回路であれば、回路は第６図
のようになる。

第４図は、第１図による回路に相応して実際に
構成された回路を示している。ここではドロツプ
アウト検出回路は、単安定マルチバイブレータ１
０を有し、この単安定マルチバイブレータは、端
子１に生じるFM搬送波のそれぞれの立下り縁に
おいて１つのパルス１１を発生し、このパルスの
幅は、搬送波の周波数に無関係である。パルス１
１のパルス幅は、後続のＤフリツプフロツプ１２
によつて、FM搬送波の半波の幅と比較される。
両方の一致点にＤフリツプフロツプの切換点があ
り、すなわち切換パルス４を発生する搬送周波数
の閾値があり、従つて第１図における値f₁があ
る。Ｄフリツプフロツプ１２は、周波数限界を下
回つている期間の間Ｑ出力端子から負のパルス４
を送出する。パルス４は、トランジスタＴにおい
てパルス４の幅に比例したコレクタ電流を発生す
る。

この回路の動作は次のようになつている。

コンデンサC₁の後においてパルス４の上側の
値は、トランジスタＴのベースエミツタ電圧によ
り決まる電圧値にある。この時負のパルスの間、
抵抗R₁を介してパルス幅に比例した電荷量が流
れる。なぜなら電圧および抵抗R₁は一定だから
である。この時正のパルス電圧の間、トランジス
タＴのベースを介して電荷量が流れ、かつコレク
タを介して流れる電荷量が電流増幅率倍されて得
られる。従つてトランジスタＴのコレクタにおけ
る電圧Ｕ_Rは、パルス４の幅が増加すると共に小
さくなり、すなわち高い方の周波数への周波数限
界のシフトと共に小さくなる。この電圧Ｕ_Rは、
抵抗R₂を介して単安定マルチバイブレータ１０
の出力端子におけるパルス１１のパルス幅を制御
する。電圧Ｕ_Rが低くなると、パルス幅１１は広
くなり、すなわち周波数限界は低い方の周波数へ
ずれるので、パルス４の量および幅は、再び減少
し、かつ逆の過程が行われる。しかし積分回路の
大きな時定数によつて安定な動作状態が得られ
る。第４図によるFM復調器は、「エレクトロニ
ークプラクシス」No.7／８ 1972年８月、65頁
に詳細に説明されている。

第４図による回路はなお次のような欠点を有す
る。すなわちこの回路は、端子１におけるFM搬
送波の立下り縁と立上り縁との間の間隙だけし
か、すなわち１つおきの半波しか検査しない。

第５図は、この欠点を除去した回路を示してい
る。この回路は、それぞれ第４図による回路に相
当する同一の２つの回路１３，１３′を有し、そ
の際回路１３′の前にインバータ１５がある。こ
の回路は、実際に周波数が低くなるドロツプアウ
トしか生じないビデオデイスクプレーヤに特に適
している。

第６図は、第４図および第５図によるもののよ
うな方式で動作するが、周波数限界f₁を下回つた
際だけでなく周波数限界f₂を上回つた際にも応答
する回路を示している。そのため第５図または第
４図による２つの回路１３，１３′が設けられて
おり、これらの回路は、周波数f₁およびその上の
周波数f₂に設定されている。これら両方の回路１
３，１３′の出力電圧は、AND段１４において反
対極性で組合わされ、それからこのAND段がパ
ルス４を供給する。その際第２の周波数限界f₂に
対する回路１３′は、第１の周波数限界f₁に対す
る回路１３用の制御電圧によつて同様に制御され
る。第２の周波数限界f₂の設定は、調節可能な上
昇かまたは別の規定によつて行うことができる。
例えば第４図による回路において部品C₂または
R₂の値を変化することができる。このような回
路によれば、周波数限界がFM搬送波中で周期的
にくり返される周波数値と一致しない制御された
ドロツプアウト検出回路を提供することができ
る。

第７図は、第４図による回路の変形を示してい
る。第４図におけるようにここでも同期パルスの
時間における制御電圧Ｕ_Rは、周波数限界ｆ_lが
FM搬送波において同期パルスに対応する周波数
に一致するように生じる。しかし制御電圧Ｕ_R
に、調節可能な振幅を有する同期パルスＳが重畳
されているので、パルスの間の期間において周波
数限界ｆ_xは調節可能である。従つてここではド
ロツプアウト検出用の周波数限界は自由に選択可
能であるが、それにもかかわらずFM搬送波内で
周期的にくり返す周波数によつて制御される。

第８図によつて動作を説明する。第８図ａは、
端子１における搬送波のFM復調によつて得られ
る復調信号を示している。この信号のそれぞれの
振幅値は、FM搬送波の所定の周波数に対応して
いる。第８図ｂは、合成された制御電圧Ｕ_Rを示
している。この信号のそれぞれの振幅値は、第７
図による周波数表示器の所定の周波数限界に対応
している。すでに説明した制御過程により同期パ
ルスの時間における周波数限界は、同期パルスの
時間におけるFM搬送波の周波数と一致しなけれ
ばならない。この時同期パルスの間において、抵
抗R₃によつて調節可能な周波数ｆ_xに周波数限界
がある。

ｆ_xは、FX搬送波における周波数f₁をプレエン
フアシス尖頭値が下回つた際にまだパルス４を発
生しないように設定されている。それに対して実
際のドロツプアウトD₁が、ｆ_xを下回つた際にパ
ルス４を発生する。パルスS₁は、通常のパルス分
離回路において遅延によりFM搬送波のプレエン
フアシス尖頭値の後に初めて始まり、かつこのパ
ルスは、ダイオードD₂およびコンデンサC₄によ
つて次のように電位シフトされるる。すなわちこ
のパルスが、ダイオードD₁を、同期パルスＳの
間だけＤフリツプフロツプのＱ出力端子における
負のパルスによつてしや断できるように制御する
ようにする。

それによりトランジスタT₁を流れる電流が、
同期パルスの間に生じる出力パルスだけによつて
決まるようになる。ダイオードD₁の両側に加わ
る電圧は、第８図ｃおよびｄに示されている。

第７図による回路２つを、第５図によるドロツ
プアウト検出回路になるようにまとめれば、両方
のダイオードD₁に同一の点において信号S₁′を加
えることができる。コンデンサC₃は、いつしよ
にしてトランジスタT₂の低抵抗出力端子に接続
される。従つて第４図に対する付加的な回路費用
およびR₃の調節は、２倍は必要ない。

R₃の調節はさほど厳密なものではないので、
S₂の振幅は、固定の分圧器によつてあらかじめ決
めることができる。この時ドロツプアウト検出回
路全体に対してもはや調節の必要はない。制御電
圧Ｕ_Rにバツクポーチの間十分大きなパルスを重
畳することによつて、周波数限界f₁を制御によつ
てFM信号の黒レベルに相当する周波数に決める
ことができる。それから下側限界値に相当する周
波数限界ｆ_xは、すでに述べたようにパルス振幅
の調節によつて決めなければならない。この方法
は、Ｓパルスに対してもドロツプアウト抑圧を必
要とする場合に有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の原理図、第２図は、第１図
による回路の特別な実施例を示す回路図、第３図
は、第２図による回路の動作を説明するための線
図、第４図は、デイジタル出力電圧を有する第１
図によるドロツプアウト検出回路の実施例を示す
回路図、第５図は、第４図による回路の変形を示
す回路図、第６図は、第１図または第４図による
回路の別の変形を示す回路図、第７図は、第４図
による回路の別の実施例を示す回路図、第８図
は、第７図による回路の動作を説明するための線
図である。 ４……マークパルス、７……FM復調器、９…
…比較回路、１０……単安定マルチバイブレー
タ、１１……出力パルス、１２……Ｄフリツプフ
ロツプ、１４……AND段、１５……インバー
タ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 搬送波が、所定の周波数偏移範囲にわたつて
   有効信号によつて変調されており、かつFM復調
   器において復調され、搬送波周波数が所定の閾値
   を上回るかまたは下回つた時に、このFM復調器
   が、ドロツプアウトを示すマークパルスを発生す
   る、FM変調された搬送波用のドロツプアウト検
   出回路において、搬送波において周期的にくり返
   す周波数の評価によつて得られる制御電圧Ｕ_R
   が、前記閾値f₁，f₂，Ｕ_Tを制御するために利用さ
   れることを特徴とする、FM変調された搬送波用
   のドロツプアウト検出回路。 ２ 閾値f₁，f₂，Ｕ_Tが、同期パルスＳをすでにド
   ロツプアウトと評価するように設定されており、
   またそれにより得られたマークパルス４の積分に
   よつて、閾値を安定化するため使用する制御直流
   電圧Ｕ_Rを得る、特許請求の範囲第１項記載の回
   路。 ３ マークパルス４の積分によつて得られた電圧
   が、全幅を有するすべての同期パルスをドロツプ
   アウトと評価した時に生じる値のほぼ半分になつ
   た時、制御電圧が閾値を同期レベルに相当する搬
   送波周波数にするように、制御直流電圧Ｕ_Rの経
   路における増幅度ｖが設定されている、特許請求
   の範囲第２項記載の回路。 ４ 制御電圧Ｕ_Rを、FM復調器７のバイアス電
   圧Ｕ_Vを変えるため使用する、特許請求の範囲第
   １項記載の回路。 ５ 制御電圧Ｕ_Rを、FM復調器７の後に接続し
   比較回路９のトリガ電圧Ｕ_Tを変えるため使用す
   る、特許請求の範囲第１項記載の回路。 ６ ２つの閾値を有するFM復調器２，７におい
   て両方の閾値f₁，f₂を、同一の制御電圧Ｕ_Rによつ
   て制御する、特許請求の範囲第１項記載の回路。 ７ デイジタル出力信号を有するFM復調器にお
   いて、FM搬送波が、追加トリガ可能な単安定マ
   ルチバイブレータ１０の制御入力端子に、また縁
   トリガされるＤフリツプフロツプ１２の第１の制
   御入力端子に加えられ、単安定マルチバイブレー
   タ１０の出力端子が、Ｄフリツプフロツプ１２の
   第２の制御入力端子に接続されており、マークパ
   ルス４が、Ｄフリツプフロツプ１２の出力端子か
   ら取出され、制御電圧Ｕ_Rが、単安定マルチバイ
   ブレータ１０の出力パルスの幅を制御するため使
   われる特許請求の範囲第１項記載の回路。 ８ FM搬送波を供給される２つの回路１３，１
   ３が設けられており、これら回路の入力端子の間
   にインバータ１５が接続されており、かつこれら
   の回路の出力端子Ｑ，Q′が、AND段１４の入力
   端子に接続されており、このAND段の出力電圧
   がマークパルス４として使われる、特許請求の範
   囲第７項記載の回路。 ９ 第１の閾値f₁に調整された第１の回路１３
   に、第２の同様な回路１３′が補充されており、
   また両方の回路１３，１３′に同一のFM搬送波
   が供給され、かつ第２の回路１３′が、固有の制
   御電圧発生部を持たず、第２の閾値f₂に設定され
   ており、かつ第１の回路１３の制御電圧Ｕ_Rによ
   つていつしよに制御され、また回路１３，１３′
   の互いに反転した出力が、AND段１４の入力端
   子に加えられる、特許請求の範囲第８項記載の回
   路。 １０ 同期パルスＳにより発生されるマークパル
   ス４によつては、ドロツプアウトの際行われる補
   助信号への信号路の切換作用が行なわれないよう
   になつている、特許請求の範囲第１項記載の回
   路。 １１ 制御電圧Ｕ_Rに、同期パルスＳ、または同
   期レベルを下回るプレエンフアシス尖頭値がマー
   クパルス４を発生しない程度の振幅を持つ、同期
   パルス期間に生じる線周波数パルスが重畳され
   る、特許請求の範囲第１項記載の回路。 １２ バツクポーチの時間に制御電圧Ｕ_Rに、黒
   レベルを下回る信号成分がまだマークパルス４を
   発生しない程度の振幅のパルスが重畳される、特
   許請求の範囲第１項記載の回路。