JPS61293161A

JPS61293161A - Ａｃ−ｄｃコンバ−タ

Info

Publication number: JPS61293161A
Application number: JP13291185A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Masuda; 増田　陽一
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-06-20
Filing date: 1985-06-20
Publication date: 1986-12-23

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野１本発明は交流入力を直接直流出力に変換するＡＣ−ＤＣ
コンバータに関する。

〔発明の技術的背景とその問題点１従来、スイッチング式直流安定化電源装置等に使用され
ている＆Ｃ−ＤＣコンバータは通常第３図に示すような
構成となっている。すなわち、交流電源１から入力され
た交流電圧を整流平滑回路主により一旦直流電圧に変換
したｉ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２により所宇の直流電
圧に変換している。上記整流平滑回路はダイオード、２
　ａ　＊　２　ｂ　ｅ　２Ｃ＋２ｄからなるブリッジ整
流回路とその出力を平滑するコンデンサ１１、及び電源
１の投入時にコンデンサ１１に流れる過大な充電電流を
抑止するために整流回路と平滑コンデンサ１１との間に
接続された突入電流回路１０とにより構成されており、
いわゆるコンデンサ、インプット形の整流平滑回路とな
っている。このため、第４図（ａ）に交流電源１の電圧
波形、（ｂ）に電流波形を示すように、電源１の電圧が
コンデンサ１１の充電電圧を越えた時のみ整流回路と突
入電流防止回路１０を介して電流が流れる。

このパルス状の電流のピーク値は入力平均電流の数十倍
にも達し、入力電源１に対して悪影響をあたえるととも
に入力の力率を悪化させる原因にもなっていた。また、
第３図に示すようなＡＣ−ＤＣコンバータの中で、特に
大きな容積をしめる部品は、スイッチング素子１６を介
して整流平滑回路旦の出力と並列に接続された電力伝送
変成器１３−と、平滑コンデンサ１１である。変成器１
多ｔｄＤＣ−ＤＣコンバータの動作周波数すなわちスイ
ッチング素子１６のスイッチング周液数を高くすること
により小形化できるが、コンデンサ１１についてはリッ
プル電流等の問題から特に小形化することはできない。

このため最近では、平滑コンデンサ１１は人Ｃ−ＤＣコ
ンバータの中で一番大きな容積をしめる部品となってい
た。

そこで、平滑コンデンサ１１ヲ省略してしまい、整流回
路の出力を直接ＤＣ−ＤＣコンバータに入力する方法が
考えられる。しかし、この場合リップル成分を十分とり
のぞくためには、スイッチング素子１６の導通時間また
は周波数を、スイッチング素子１６０制御端子に接続さ
れた制御回路１７により、きわめて広い範囲で変化させ
て変成器１−３により伝送される電力を一定にたもつと
ともに、出力整流平滑回路８に使用される平滑コンデン
サの容置やチ、−り、コイルのインダクタンスを十分大
きくしなければならない。よって、この方法は実質的な
小形化にはつながらなかった。

〔発明の目的〕

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、そ
の目的とするところは、入力電流のピーク値が小さく、
形状の小さなＡＣ−ＤＣコンバータを提供することにめ
る。

〔発明の概要〕

本発明は、１個以上の中間タップを設けた変成器の一次
巻線の一端を入力整流回路の出力の一端に接続し、上記
一次巻線の他端と上記各中間タップとをそれぞれ専用の
スイッチング素子を介して上記入力整流回路の出力の他
端に接続し、上記変成器の二次巻線に出力整流平滑回路
を接続し、さらに上記入力整流回路の出力電圧を検出し
、その電圧値により上記複数のスイッチング素子の１個
をスイッチング動作させる制御回路を上記各スイッチン
グ素子の制御端子に接続した構成のＡＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、上記入力整流回路の出力リップル電圧の瞬
時値に応じて所定のスイッチング素子のみを上記入力交
流電源の周波数よりも十分高い周波数でスイッチング動
作させることにより、等価的に上記変成器の一次巻線と
二次巻線との巻線比を切換え、二次巻線に発生する高周
波電圧の平均値をほぼ一定としたものである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、等価的に変成器の巻線比が切りかわり
、入力交流の一周期にわたってパルス状の電流が入力交
流電源から流れ込むため、そのピーク値を低くすること
ができ、また効率も良くすることができる。

かつ従来のＡＣ−ＤＣコンバータと比較して、変成器の
一次巻線の中間タップが必要になるが、扱う電力が同じ
であるので特に変成器を大型にする必要はなく、またス
イッチング素子の数が増加するが、動作期間が分割され
損失も分割されるのでそれぞれの素子は許容損失が小さ
く形状の小さい素子が使用でき、全体の損失も特に増加
することはないのでスイッチング素子の放熱器を大型に
する必要はない、そして入力平滑コンデンサを使用しな
いため入力交流電源投入時に過大な電流が流れるような
ことはなく突入電流防止回路は不要であり、従来最大の
部品であった入力平滑コンデンサを使用しないため、形
状をきわめて小形にすることができる。さらに、入力交
流電源の電圧が変動したとしても、自動的に変成器の巻
線比がきりかわるため、きわめて安定な直流出力を得る
ことができる。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照して本発明の一実施例につき説明する
。

第１図は本発明の一実施例に係るＡ　Ｃ−Ｉ）　Ｃコノ
バータの概略構成を示すものであるゎダイオード２ａ、
２ｂ、２ｃ、２ｄがブリッジ接続された人力整流回路に
交流電源１が接続され、その人力整流回路の出力の止端
に５等分割された変成器ｑの一次巻線の一端が接続され
、４個の中間タップと一次巻線のもう一方の端は、入力
整流回路の止端に近い方から順に、それぞれスイッチン
グ素子６ａ、６ｂ。

６ｃ、６ｄ、６ｅを介して入力整流回路の出方の負端に
接続されると共に、人力整流回路の出方電圧を検出して
各スイッチング素子を動作させる制御回路７が各スイッ
チング素子の制御端子に接続され、さらに上記変成器Ｊ
の二次巻線５に直流出方を得るための出力整流平滑回路
が接続された構成となっている。なお、以下の説明を簡
単にするために変成器鼻の５等分割された一次巻線の各
部分を人力整流回路の止端に近し方から順に４ａ　、　
４ｂ　、　４ｃ　、　４ｄ　。

４ｅとし、巻線４ａ、４ｂ、　４ｃ、　４ｄ、　４ｅと
二次巻線５０巻線比を１：１：１：１：１とする。また
、六方交流電源の電圧値はＡＣ１００［Ｖｌとする。よ
ってその瞬時最大値は約１４］［Ｖ）である。さらに、
制御回路７により、入力整流回路の出方電圧の瞬時値が
３０　（Ｖ）以下の時にはスイッチング素子６ａが、３
０〜６０（Ｖ）の時にはスイッチング素子６ｂが、６０
〜９０　（Ｖ）の時にはスイッチング素子６ｃが、９０
〜１２０［Ｖ）の時にはスイッチング素子６ｄが、１２
０〔７１以上の時にはスイッチング素子６ｅがそれぞれ
単独でスイッチング動作を行なうものとする。なお、こ
のスイッチング周波数は六方交流電源の周波数よりも十
分高いものとする。

第２図（ａ）〜（ｈ）はこのように構成された回路の入
力電圧■１、入力電流１１＋＋　、入力整流回路の出力
［ａＥ　Ｖ＋’−１前記各Ｘ　イｙ　ｆ７　／　素子６
ａ、　６ｂ、　６ｃ　。

６ｄ　、　６ｅに流れる電流ｉａ、　ｉｂ、　ｉｃ、　
ｉｄ、　ｉｅのそれぞれの波形を示したものである。

次に動作を説明する。

まず、入力交流電圧がダイオード２ａ、　２Ｊ　２０ｅ
２ｄによる入力整流回路で整流される。この入力整流回
路の出力電圧は第２図（ｃ）に示すような波形となり負
電圧になる期間はない。この゛電圧が検出され制御回路
７に入力され所定のスイッチング素子が選定されスイッ
チング動作が行なわれる。

入力整流回路の出力電圧が３０　［：Ｖ）以下の時には
スイッチング素子６ａが高周波スイッチングを行なう。

この時電力伝送にかかわる変成器）の一次巻線は４ａの
みであり、等何曲に一次〜二次間の巻線比は１：１とな
る。よって、スイッチング素子６ａが導通した時に二次
巻線５に発生する電圧はＯ〜３０　［Ｖｌとなり、また
スイッチング素子６ａに流れる電流の平均値は出力整流
平滑回路８に、供給される電流の平均値と同じになる。

次に、入力整流回路の出力電圧が３０［Ｖｌを越え、６
０ｒＶ）になるまでの期間はスイッチング素子６ｂが高
周波スイッチングを行なう。この時電力伝送にかかわる
変成器ユの一次巻線は４ａと４ｂであり、等何曲に一次
〜二次間の巻線比は２：１となる。

よって、スイッチング素子６ｂが導通した時に二次巻線
５に発生する′成田は１５〜３０　ＥＶ）とな抄、また
スイッチング素子６ｂに流れる電流の平均値は、出力整
流平滑回路８に供給される電流の平均値のＡとなる。

次に、入力整流回路の出力電圧が６０　［Ｖｌを越え、
９０（Ｖｌに達するまでの期間はスイッチング素子６Ｃ
が高周波スイッチングを行なう。この時゛成力伝送にか
かわる変成器且の一次巻線は４ａと４ｂと４６であり、
等何曲に一次〜二次間の巻線比は３：ｌとなる。よって
、スイッチング素子６ｃが導通した時に二次巻線５に発
生する電圧は２０〜３０〔ｖ〕となり、またスイッチン
グ素子６Ｃに流れる′電流の平均値は、出力整流平滑回
路８に供給される電流の騒となる。

次に、人力整流回路の出力電圧が９０（Ｖ）を越え１．
１２０（Ｖ〕に達するまでの期間はスイッチング素子６
ｄが高周波スイッチングを行なう。この時電力伝送にか
かわる変成器１の一次巻線は４ａと４ｂと４ｃと４ｄで
あり、等何曲に一次〜二次間の巻線比は４：１となる。

よって、スイッチング素子６ｄが導通した時に二次巻線
５に発生する電圧は２２．５〜３０　ＥＶ）となり、ま
たスイッチング素子６ｄに流れる電流の平均値は、出力
整流平滑回路に供給される電流の平均値の肴となる。

次に、入力整流回路の出力電圧が１２０ＣＶ）を越え、
最大値に達し、再び１２０［：Ｖｌまで下降してくるま
での期間はスイッチング素子６ｅが高周波スイッチング
を行なう。この時電力伝送にかかわる変成器旦の一次巻
線は４ａ、　４ｂ、　４ｃ、　４ｄ、　４ｅ　ＱＪ）全
テテあり、巻線比は５：１となる。よって、スイッチン
グ素子６ｅが導通した時に二次巻線５に発生する電圧は
２４〜約２８［Ｖｌとなり、またスイッチング素子６ｅ
に流れる電流の平均値は、出力整流平滑回路に供給され
る電流の平均値の％となる。

次に、入力整流回路の出力電圧が１２０〜０〔ｖ〕まで
下降する期間は、０〜１２０　［Ｖｌまで上昇する期間
と逆の順序でスイッチング素子６ｄ　、　６ｃ　、　６
ｂ　、　６ａが高周波スイッチングを行なう。

以上の動作を繰返すことにより変成器旦の二次巻線５に
発生した高周波電圧を、出力整流平滑回路で整流平滑す
ることにより直流出力を得るわけである。

このように本回路では、入力交流の一周期にわたってス
イッチングが行なわれ、入力交流電源から常にパルス状
の電流が流れこみ、そのピーク値は変成器の等価巻線比
が一番小さい時に最大となる。しかし、入力交流の一周
期にわたって電流が流れこむので、そのピーク値は低く
、入力平均電流の数倍から士数倍程度である。また、変
成器の二次巻線に発生する高周波電圧をほぼ一定にでき
るため、リップルの少ない安定な直流電ｌｌＥを出力す
ることができ、入力交流電源の電圧が変動した場合でも
自動的に最適な等価巻線比が選定されスイッチングが行
なわれるためきわめて安定な出力が得られる。さらに、
入力平滑コンデンサ等の体積の大きな部品を使用しない
ため形状をきわめて小形化することができる。

〔発明の他の実施例１本発明は上記の実施例に限定されるものではない。たと
えば第１図の実施例において、変成器３の一次巻線の鍔
起ＷＥＥにより、スイッチング素子（１の６ａが導通した時には、スイッチング素子６ｂ、５ｃ。

６ｄ　、　６ｅに、スイッチング素子６ｂが導通した時
には、スイッチング素子６ｃ　、　６ｄ　、　６ｅに、
スイッチング素子６Ｃが導通した時には、スイッチング
素子６ｄ　、　６ｅに、スイッチング素子６ｄが導通し
た時にはスイッチング素子６ｅにそれぞれ逆電圧が印加
される。このため、スイッチング素子６ｂ、　６ｃ、　
６ｄ、　６ａ　Ｋパワー　ＭＯ８ＦｌｉｌｔＴ等の逆耐
圧の低い素子を使用する場合には第５図に示すように、
それぞれダイオード１８ｂ　、　１８ｃ　、　１８ｄ　
、　１８ｅを直列に接続して逆電圧を阻止することがで
きる。

また、出力を安定化する必要がおる場合には、第６図に
示すように、出力電圧と基準電圧１９との誤差電圧を誤
差増幅器で増幅し制御回路７に入力して、各スイッチン
グ素子の導通時間やスイッチング周波数をフィードバッ
ク制御して変化させることにより出力を安定化すること
ができる。第１図の実施例においては、入力整流回路の
出力電圧が低い時に、出力電圧にリップルを生じる可能
性があるが、上記フィードバック制御により、このリッ
プル電圧も抑制することかできる。

またさらに、前記各実施例ではトランス３の起電力によ
り両波整流回路２ａ〜２ｄの出力′電圧が理想波形とな
らなくなる恐れがあるが、このような問題に対しては、
第７図に示すように新たに第２の両波整流回路２　ａＩ
〜２ｄ’を設け、その出力を制御回路γに供給してスイ
ッチング素子６３〜６ｅを制御するようにすればよい。

尚、制御回路７が両波整流機能を有する場合には第８図
のような構成をとることもできる。

その他、以上の実施例、変形例では変成器の一次巻線は
全て５等分割とし、スイッチング素子が選定される電圧
範囲も５等分としたが、特にこれに限定されるものでは
ない。たとえば一次巻線を対数分割するとか、一次巻線
を等分割して、スイッチング素子の選定電圧範囲は等分
割にするとか、各スイッチング素子の耐圧、許容電圧に
より一次巻線を最適に分割する等自由である。また、一
次巻線の分割数については特に制限はないが、この数に
応じてスイッチング素子の数が増減されるのはいりまで
もない。

そして、入力整流回路についても、以−ヒの実施例、変
形例では入力整流回路は全てブリッジ整流回路としたが
、これは入力１１１：Ｅを整流できる回路であればなん
でも良い。また、入力電源は交流電源とは限らず、電圧
変動のあるｔ１流電源、たとえば蓄電池や太陽成池など
を使用した場合でも安定な直流出力を得ることができる
。

また、第１図の実施例では、第２図（ｂｌに示すように
入力交流電源からパルス状の電流が流れ込むが、この高
周波成分を抑制するために１人力または入力整流回路の
出力にチョーク・コイル等のフィルタを接続してももち
ろんかまわなり０

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るＡＣ−ＤＣコンバータ
の概略構成図、第２図は実施例回路の動作波形図、第３
図は従来回路の概略構成図、第４図は従来回路の動作波
形図、第５図乃至第８図はそれぞれ本発明の他の実施例
を示す図である。１・・・入力交流電源、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ・・・
ダイオード、■・・・変成器、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ
、４ｅ　−・一次巻線、５・・・二次巻線、６ａ、６ｂ
、６ｃ、６ｄ、６ｅ・・・スイッチング素子、７・・・
制御回路、８・・・出力整流平滑回路、１８ｂ、１８ｃ
、１８ｄ、１８ｅ−−−逆′成田阻止ダイオード、１９
・・・基準１圧、２０・・・誤差増幅器。代理人　弁理士　則近憲佑　（ほか１名）ｒｏ　　　　
　ｐ　　　　　　ｕ　　　　　　℃　　　　　Φ、　　
　　　　　　ｙ　　　　　　　　７ノ　　　　　　ν　
　　　　　　−＆、−■　　　　　　　、Ｃ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）１個以上の中間タップを設けた変成器の一次巻線
の一端を入力整流回路の出力の一端に接続し、上記一次
巻線の他端および上記各中間タップをそれぞれ専用のス
イッチング素子を介して上記入力整流回路の出力の他端
に接続し、上記変成器の二次巻線に出力整流平滑回路を
接続し、さらに、上記入力整流回路の出力電圧を検出し
、その電圧値により上記複数のスイッチング素子の１個
をスイッチング動作させる制御回路を上記各スイッチン
グ素子の制御端子に接続したことを特徴とするＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。
（２）入力整流回路と接続された変成器の一次巻線の端
に一番近い中間タップに接続されたスイッチング素子を
除く他のスイッチング素子と逆電圧阻止ダイオードとを
直列に接続したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
（３）各スイッチング素子の導通時間またはスイッチン
グ周波数が直流出力を安定化するよう制御されることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＡＣ−ＤＣコン
バータ。