JPS61284608A - Signal processing unit for differential transformer - Google Patents
Signal processing unit for differential transformerInfo
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- JPS61284608A JPS61284608A JP60127359A JP12735985A JPS61284608A JP S61284608 A JPS61284608 A JP S61284608A JP 60127359 A JP60127359 A JP 60127359A JP 12735985 A JP12735985 A JP 12735985A JP S61284608 A JPS61284608 A JP S61284608A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
この発明は、変位センサなどとして使用される差動トラ
ンスの信号処理装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a signal processing device for a differential transformer used as a displacement sensor or the like.
(従来の技術とその問題点)
種々の変位量や力学のを検出する目的で使用される差動
トランスの基本的構成を第7図に示す。(Prior art and its problems) FIG. 7 shows the basic configuration of a differential transformer used for the purpose of detecting various amounts of displacement and dynamics.
同図において、−次電圧EI)が与えられた一次側巻I
llは、高透磁率材料などで形成されるとともに図の上
下方向へ変位可能なコア3を介して、二次側巻線2a、
2bへと磁気的に結合するようになっている。そして、
この二次側巻線2a、 2bは互いに差動的に結線され
ており、それぞれにおける誘起電圧EE の差が二次
電圧E とし11s2S
て取出され、従来は、それを整流することによってコア
3の変位量を測定している。In the figure, the primary winding I is given a negative voltage EI).
The secondary winding 2a,
2b. and,
The secondary windings 2a and 2b are differentially connected to each other, and the difference in induced voltage EE in each is extracted as the secondary voltage E11s2S. Conventionally, the core 3 is rectified by rectifying it. The amount of displacement is being measured.
この測定特性が第8図に示されており、整流後の二次電
圧E、は、コア3の変位量1に対して、理想的には特性
線C6のようにV字型に変化する。This measurement characteristic is shown in FIG. 8, where the rectified secondary voltage E ideally changes in a V-shape as shown by a characteristic line C6 for a displacement amount of 1 of the core 3.
ただし、1=Oはコア3が二次側巻線2a、2bの中間
に位置する点である。However, 1=O is a point where the core 3 is located between the secondary windings 2a and 2b.
ところが、周知のように、実際の差動トランスでは特性
線C8のようなV字型の特性とはならず、特性線C1の
ように、1=O近傍に有限のオフセット電圧E。が残っ
てしまう。これは、差動トランス自体や配線コードなど
についての製作上、使用土の種々の原因(後述する)に
よって生ずる現象であると考えられるが、これによって
変位量測定などにおけるリニアリティが零点0近傍で阻
害されるという結果を招いている。However, as is well known, an actual differential transformer does not have a V-shaped characteristic as shown by the characteristic line C8, but has a finite offset voltage E near 1=O, as shown by the characteristic line C1. remains. This is thought to be a phenomenon caused by various factors (described later) in the manufacturing of the differential transformer itself, wiring cords, etc., and the soil used, but as a result, linearity in displacement measurement etc. is inhibited near the zero point. The result is that
このオフセット電圧E。を除去するための技術としては
、たとえば二次側巻線2a、2bの誘起電圧EE を
ブリッジ回路によってそれぞれSl・ S2
整流した後、それらの差を取って出力する方式(「電気
計測便覧」、第780頁、オーム社、昭和41年11月
30日)がある。この方式では、差動トランス内部の浮
遊容量などの影響はかなり防止できるが、差動トランス
からこのブリッジ回路までの配線コードの長さが、たと
えばロボット制御に利用される場合のように数十mにも
及ぶときには、コードの浮遊容量などに起因するオフセ
ット電圧E。を除去することはできず、やはり上述の問
題が残ることになる。This offset voltage E. As a technique for removing this, for example, there is a method in which the induced voltage EE of the secondary windings 2a and 2b is rectified by a bridge circuit to Sl and S2, respectively, and then the difference between them is taken and output ("Electric Measurement Handbook"). No. 780, Ohmsha, November 30, 1960). This method can largely prevent the effects of stray capacitance inside the differential transformer, but the length of the wiring cord from the differential transformer to this bridge circuit is often several tens of meters, for example when used for robot control. If the offset voltage E is caused by stray capacitance of the cord, etc. cannot be removed, and the above-mentioned problem still remains.
(発明の目的)
この発明は、上述の欠点の克服を意図しており、製作条
件や使用条件に左右されずに、零点近傍を含めて精密に
コアの変位量の測定を行なうことのできる差動トランス
の信号処理装置を提供することを目的とする。(Object of the Invention) The present invention is intended to overcome the above-mentioned drawbacks, and is capable of accurately measuring the amount of displacement of the core, including near the zero point, without being influenced by manufacturing conditions or usage conditions. The present invention aims to provide a signal processing device for a dynamic transformer.
(目的を達成するための手段)
上述の目的を達成するため、この発明にかがる差動トラ
ンスの信号処理装置では、差動トランスの一次側に供給
される交流励磁電圧の零クロス点近傍以外の所定の位相
において上記差動トランスの二次側の出力電圧レベルを
検出するレベル検出手段を備え、このレベル検出手段の
検出出力に基づいて上記差動トランスのコアの変位量を
測定している。(Means for Achieving the Object) In order to achieve the above-mentioned object, in the signal processing device for a differential transformer according to the present invention, near the zero cross point of the AC excitation voltage supplied to the primary side of the differential transformer, level detecting means for detecting the output voltage level on the secondary side of the differential transformer at a predetermined phase other than the above, and measuring the amount of displacement of the core of the differential transformer based on the detection output of the level detecting means. There is.
(実施例)
この発明の実施例の具体的構成を示す前に、この発明の
原理を具体例に則して説明する。そのために、まず、オ
フセット電圧Eoの性質を考察しておく。(Example) Before showing the specific structure of an example of this invention, the principle of this invention will be explained based on a specific example. For this purpose, first, the characteristics of the offset voltage Eo will be considered.
第2図(a)は、理想的な場合についての差動トランス
のベクトル図であり、周知のように°、−次電圧F、か
ら90°だけ位相が遅れて一次電流二次側巻線2a、2
bに起電力EE がそれSl・ S2
は180°ずれたもの)となる。 ・ところが実際に
は、第2図(b)に示すように、−次電圧E、と二次電
圧E、との間には、R6゜1−6をそれぞれ一次側の抵
抗およびインダクタンスとして、
jan”(R/ωm )
、 、 ・・・(1)
だけの位相差が生じる。ただし、ωは周波数である。ま
た、説明の便宜上、図中では位相差を誇張して描いであ
る。FIG. 2(a) is a vector diagram of a differential transformer in an ideal case, and as is well known, the phase is delayed by 90 degrees from the -order voltage F, and the primary current flows through the secondary winding 2a. ,2
b is the electromotive force EE, and Sl/S2 is shifted by 180°).・However, in reality, as shown in FIG. 2(b), between the negative voltage E and the secondary voltage E, with R6°1-6 as the resistance and inductance on the primary side, A phase difference of ``(R/ωm), , . . . (1) is generated. However, ω is a frequency. Also, for convenience of explanation, the phase difference is exaggerated in the drawing.
一方、二次側の抵抗およびインダクタンスをそれぞれR
,L、とし、測定のための負荷抵抗をRLとしたとき、
実際に外部に取出される出力型tan [ωL /
(R+R1)l・(2)S
だ【プ遅れる。On the other hand, the resistance and inductance on the secondary side are R
, L, and the load resistance for measurement is RL,
The output type tan [ωL /
(R+R1)l・(2)S It's late.
また、差動トランスに鉄損が生じて図中の角度αがずれ
たり、コア3の位置によって誘起起電力EE の間の
位相関係がずれたりすることによって、二次電圧1.の
位相がさらに変化する。In addition, iron loss occurs in the differential transformer and the angle α in the figure shifts, and the phase relationship between the induced electromotive forces EE and EE shifts depending on the position of the core 3, resulting in secondary voltages 1. The phase of is further changed.
その上、測定のための配線コードや差動トランス自体の
浮遊容量によるリークなどの影響もあって、出力電圧V
、の位相も種々の原因でずれてくる。In addition, the output voltage V
The phase of , also shifts due to various reasons.
このように、差動トランスにおける入出力関係は、さま
ざまなファクタによって決定されると考えられ、オフセ
ット電圧E。が生ずる原因そのものを根本的に解消する
ことは困難である。In this way, the input/output relationship in a differential transformer is considered to be determined by various factors, including the offset voltage E; It is difficult to fundamentally eliminate the cause itself.
ところが、実際の差動トランスの出力は、第8図の特性
線C1のように、零点近傍でのみリニアリティを失うと
いう経験的事実がある。このため、コア3の変位可能範
囲を(−L )≦l≦Lとしたときの1−士しにおける
電圧ベクトルをそれぞれ(±El)とすると、コア3を
第7図の上下方向に順次変位させたとき、二次電圧E、
は、たとえば第3図(a)のように、電圧ベクトル(−
E、)から始まって零点○を迂回し、その後、電圧ベク
トルE に至るような軌跡C(またはその逆方向)l
に沿って変化をするものと考えることができる。However, there is an empirical fact that the output of an actual differential transformer loses linearity only near the zero point, as shown by the characteristic line C1 in FIG. Therefore, if the possible displacement range of the core 3 is (-L)≦l≦L, and the voltage vector at 1-1 is (±El), then the core 3 can be sequentially displaced in the vertical direction in Fig. 7. When the secondary voltage E,
For example, as shown in Figure 3(a), the voltage vector (-
It can be thought of as starting from point E, ), bypassing zero point ○, and then changing along a trajectory C (or its opposite direction) l that reaches voltage vector E.
このことから、この発明の発明者は、従来のように二次
電圧ベクトルE、の絶対値に比例する間(たとえば、整
流後の実効値)を検出することなく、この二次電圧ベク
トルE の特定の位相成分のみを取出せば、零点Oを通
る特性が得られることを見出している。すなわち、二次
電圧ベクトルE のうち、たとえば第3図(a)にU。From this, the inventor of the present invention discovered that the secondary voltage vector E, without detecting the period proportional to the absolute value of the secondary voltage vector E (for example, the effective value after rectification), as in the conventional method. It has been discovered that by extracting only a specific phase component, a characteristic passing through the zero point O can be obtained. That is, of the secondary voltage vector E, for example, U in FIG. 3(a).
で示す方向に沿った位相成分E [uo]を取出して
みると、同図(b)のように、電圧(7E、)から始ま
って零点Oを通り、電圧E、にまで至る成分変化が得ら
れる。When we extract the phase component E [uo] along the direction shown in the figure, we obtain a component change that starts from the voltage (7E,), passes through the zero point O, and reaches the voltage E, as shown in Figure (b). It will be done.
これをより定量的に表現したものが第4図(a)であり
、位相成分E [LJ、]を取出すことによって、コ
ア3の変位範囲(−L)≦l≦Lにおいて実質的にリニ
アであり、かつ零点0を通る特性線を得ることができる
。A more quantitative representation of this is shown in Fig. 4(a). By extracting the phase component E [LJ,], it can be seen that it is substantially linear in the displacement range (-L)≦l≦L of the core 3. , and a characteristic line passing through the zero point 0 can be obtained.
ところで、上記の例では、取出すべき位相として第3図
(a)の電圧ベクトル(±E )に平行な方向U。を考
えている。そして、このようにすれば、(−し)≦l≦
Lにおける位相成分の変化レンジが大きくなって検出精
度が高まるほか、軌跡Cの湾曲の影響を最小にすること
ができるという利点がある。しかしながら、第3図(a
)にUl、u2で示すような他の方向についての位相成
分E [u ]、E [L12]を取出した場合
にsl S
も、第4図(b)、(C)にそれぞれ示すように、かな
りのリニアリティは確保されており、これらを利用する
ことも十分に可能である。これらの図では、説明の便宜
上、直線からのずれをかなり誇張して描いであるが、実
際にはかなり小さなずれであることが実験的に確認され
ている。By the way, in the above example, the phase to be extracted is the direction U parallel to the voltage vector (±E) in FIG. 3(a). I'm thinking. And if you do it like this, (-shi)≦l≦
This has the advantage that the change range of the phase component in L becomes larger, which improves detection accuracy, and that the influence of curvature of the trajectory C can be minimized. However, Fig. 3 (a
), when phase components E [u ] and E [L12] in other directions as shown by Ul and u2 are extracted, sl S is also as shown in FIG. 4(b) and (C), respectively. Considerable linearity is ensured, and it is fully possible to utilize these. In these figures, the deviation from the straight line is exaggerated for convenience of explanation, but it has been experimentally confirmed that the deviation is actually quite small.
ただし、第3図(a)のu3の方向、すなわち電圧ベク
トル(±E、)に垂直な方向についての位相成分は第4
図(d)に示すようになるため、この位相成分の利用は
困難である。この方向u3近傍の位相についても事情は
同様であるが、上述のように第3図の軌跡Cにおける直
線からのずれは事実上かなり小さいため、利用困難な範
囲はわずかである。However, the phase component in the direction of u3 in Figure 3(a), that is, in the direction perpendicular to the voltage vector (±E,), is the fourth
As shown in Figure (d), it is difficult to utilize this phase component. The situation is similar for the phase near this direction u3, but as mentioned above, the deviation from the straight line in the trajectory C in FIG. 3 is actually quite small, so the range in which it is difficult to use is small.
以上のような考察に基いて構成されたこの発明の実施例
を第1図に、また、そのタイムチャートを第5図にそれ
ぞれ示す。第1図において、この信号処理装置は、一般
に使用される形式の差動トランス9を含み、発振回路4
からの正弦波出力(第5図(a))を増幅器8で増幅し
て得られる一次電圧E、(励m電圧)を、この差動トラ
ンス9の一次側巻線に供給する。また、差動トランス9
の二次電圧E、は、増幅器10で増幅された後に、A/
Dコンバータ6に与えられている。An embodiment of the present invention constructed based on the above considerations is shown in FIG. 1, and a time chart thereof is shown in FIG. 5. In FIG. 1, this signal processing device includes a differential transformer 9 of a commonly used type, and an oscillation circuit 4.
The primary voltage E, (excitation m voltage) obtained by amplifying the sine wave output (FIG. 5(a)) from the differential transformer 9 by the amplifier 8 is supplied to the primary winding of the differential transformer 9. In addition, the differential transformer 9
The secondary voltage E, after being amplified by the amplifier 10, is A/
The signal is applied to the D converter 6.
一方、発振回路4からは、増幅器8に与えている正弦波
に対して90’だけ位相がずれた信号(余弦波出力)を
同期回路5に与えている。この同期回路5は、入力され
た余弦波が零レベルを横切って立上がった時点1,12
.・・・のそれぞれにおいて、A/Dコンバータ6へと
変換指令信号を与える。このタイミングは、−次電圧E
pの零クロス点から90”ずれた位相(つまり、ビーク
位置)に相当する。そして、A/Dコンバータ6は、こ
の変換指令信号が与えられると、増幅器10の出力をA
/D変換してバッフ77へと与える(第5図(b))。On the other hand, the oscillation circuit 4 supplies the synchronization circuit 5 with a signal (cosine wave output) whose phase is shifted by 90' with respect to the sine wave supplied to the amplifier 8 . This synchronization circuit 5 operates at points 1 and 12 when the input cosine wave crosses the zero level and rises.
.. ... gives a conversion command signal to the A/D converter 6. This timing is the negative voltage E
This corresponds to a phase shifted by 90'' from the zero cross point of p (that is, the peak position).When this conversion command signal is given, the A/D converter 6 converts the output of the amplifier 10 into A
/D conversion and provided to the buffer 77 (FIG. 5(b)).
このバッフ77は、次の入力値が与えられるまでの期間
で前の入力値をホールドして測定出力とし、コア3の変
位に関する測定表示回路やフィードバック回路(ともに
図示せず)などの所望の回路に出力する。This buffer 77 holds the previous input value as a measurement output until the next input value is given, and supplies desired circuits such as a measurement display circuit and a feedback circuit (both not shown) regarding the displacement of the core 3. Output to.
ところで、コア3の変位mAが大きくて(±L)の近傍
にある場合には、理想的な場合からの二次電圧ベクトル
E、のずれは相対的に小さく、この場合における二次電
圧ベクトルE、(つまり、電圧ベクトル(±El))と
−次電圧ベクトルE。By the way, when the displacement mA of the core 3 is large and close to (±L), the deviation of the secondary voltage vector E from the ideal case is relatively small, and the secondary voltage vector E in this case , (that is, the voltage vector (±El)) and the −order voltage vector E.
との位相差は、零点近傍におけるこれらの間の位相差に
比べてかなり小さいと考えられる。このため、−次電圧
E のピーク位置は、jl=(±L)近傍での二次電圧
E、のピーク位置とほぼ一致する。The phase difference between them is considered to be considerably smaller than the phase difference between them near the zero point. Therefore, the peak position of the negative secondary voltage E almost coincides with the peak position of the secondary voltage E near jl=(±L).
したがって、−次電圧E、のビーク相当する位相で、種
々のlに対する二次電圧E、のレベル検出を行なうとい
うことは、第3図(a)のU。方向に沿った位相成分を
取出すことと等価であって、この実施例は、上述した原
理を具体化したものとなっている。Therefore, detecting the level of the secondary voltage E for various l at a phase corresponding to the peak of the negative secondary voltage E means U in FIG. 3(a). This is equivalent to extracting the phase component along the direction, and this embodiment embodies the above-mentioned principle.
次に、このような回路構成でコア3の変位1が(+L)
から(−L)まで順次変化した場合の検出動作を、二次
電圧E、の変化を示した第6図を参照して説明する。ま
ず、変位lが(+L)から第8図の×1付近にまで変化
した場合には、二次電圧ベクトルE8の位相のずれは相
対的に小さいため、二次電圧E、のピークのレベル(す
なわち波高値)がA/D変換される。そして、この波高
値は、lが×1に近づくにつれて単調に減少する。Next, with this circuit configuration, the displacement 1 of the core 3 is (+L)
The detection operation when the voltage sequentially changes from -L to (-L) will be explained with reference to FIG. 6, which shows the change in the secondary voltage E. First, when the displacement l changes from (+L) to around ×1 in Fig. 8, the phase shift of the secondary voltage vector E8 is relatively small, so the peak level of the secondary voltage E, ( That is, the peak value) is A/D converted. This peak value monotonically decreases as l approaches ×1.
次にコア3の変位が×1付近を過ぎて×2に向うど、波
高値がさらに減少するとともに、位相のずれが次第に増
加する(第6図(b)、(C))。Next, as the displacement of the core 3 passes around x1 and moves toward x2, the peak value further decreases and the phase shift gradually increases (FIGS. 6(b) and (C)).
ざらにlが変化して、第8図の×3から零点0を通って
×4に至る範囲では、もはや二次電圧E、の波高値その
ものはあまり変化せず、位相の変化が中心であって、第
3図(a)のように二次電圧ベクトル自 が零点Oを迂
回し始める。In the range where l changes roughly and goes from x3 through zero point 0 to x4 in Fig. 8, the peak value of the secondary voltage E does not change much, but mainly changes in phase. Then, the secondary voltage vector begins to bypass the zero point O as shown in Fig. 3(a).
ところが第6図(C)〜(e)に示すように、ここでは
、特定の位相でのレベルを検出しているために、その検
出出力はオフセット電圧を持つことなく、単調に減少し
てOとなった後、マイナス方向へ単調に変化することに
なる。その後×5〜×7においては、位相のずれが順次
鈍化し、波高値の変化が中心となる。However, as shown in FIGS. 6(C) to (e), since the level at a specific phase is detected here, the detection output has no offset voltage and monotonically decreases to O. After that, it will change monotonically in the negative direction. After that, from x5 to x7, the phase shift gradually slows down, and the change in peak value becomes the main change.
したがって、このようにして得られる第6図の検出レベ
ルV −V6をコア3の変位lに対してプロットすれ
ば、第4図(a)の所望の特性を得ることができる。Therefore, by plotting the detection level V - V6 of FIG. 6 obtained in this manner against the displacement l of the core 3, the desired characteristics shown in FIG. 4(a) can be obtained.
また、この実施例の場合は、二次電圧E、の波高値が大
きい領域(第6図(a)、(g)等)においてはそのピ
ークでA/D変換を行なっており、また、ピーク以外の
レベルを取出す領域(同図(C)〜(e)等)では全体
的にレベルの時間変化がゆるやかであるため、ともに検
出時刻t1゜t2.・・・において時間的に急激なレベ
ル変化が生ずることはなく、A/D変換にあたってサン
プリングホールド回路などを使用しなくてもよいという
利点がある。また、変位lの変化に対応するレベル変化
範囲も大きいために測定精度も高い。これは−次電圧E
の零クロス点から厳密に90゛ずれた位相のみでなく
、約90’ずれた位相全体に該当する利点である。In addition, in the case of this embodiment, in regions where the peak value of the secondary voltage E is large (Fig. 6 (a), (g), etc.), A/D conversion is performed at the peak. In areas other than those in which levels are extracted (such as (C) to (e) in the same figure), the level changes over time are gradual, so both detection times t1, t2. . . . no sudden level changes occur over time, and there is an advantage that there is no need to use a sampling and holding circuit for A/D conversion. Furthermore, since the level change range corresponding to the change in the displacement l is large, the measurement accuracy is also high. This is the negative voltage E
This advantage applies not only to the phase that is exactly 90° off from the zero crossing point of , but to the entire phase that is off about 90'.
また、第1図の発振回路4から同期回路5に与える信号
の位相を適宜変更してレベル検出の位相を変えれば、第
4図(b)、(c)などの特性を回路として実現できる
。Further, by appropriately changing the phase of the signal applied from the oscillation circuit 4 to the synchronization circuit 5 in FIG. 1 to change the phase of level detection, the characteristics as shown in FIGS. 4(b) and 4(c) can be realized as a circuit.
ただし、上述したように第3図のu3方向への位相成分
を利用することは困難であり、これは、−次電圧E、の
零クロス点近傍の位相(第6図の1o)で二次電圧E、
のレベル検出を行なうことは適当でないことを意味する
。However, as mentioned above, it is difficult to use the phase component in the u3 direction in Figure 3, and this is due to the secondary voltage at the phase near the zero cross point of the -order voltage E (1o in Figure 6). Voltage E,
This means that it is not appropriate to perform level detection.
なお、第3図(a)などに示した二次的電圧ベクトルE
、の挙動はひとつの例にすぎず、これと異なる軌跡を持
つ場合であっても、上述した性質はほとんどの場合に具
備していると判断できるため、この発明の構成によって
十分に対処可能である。つまり、二次電圧ベクトルE、
の位相のずれの細部構造にかかわらず、零点Oを通る特
性線が得られるために、差動トランス9の周辺における
配線コードがかなり長い場合などでも問題はない。Note that the secondary voltage vector E shown in FIG. 3(a) etc.
The behavior of be. In other words, the secondary voltage vector E,
Regardless of the detailed structure of the phase shift, a characteristic line passing through the zero point O can be obtained, so there is no problem even if the wiring cord around the differential transformer 9 is quite long.
(発明の効果)
以上説明したように、この発明では、整流によって二次
電圧の実効値を検出するのではなく、所定の位相におけ
るレベル検出を行なっているために、製作条件や使用条
件に左右されずに、零点近傍を含めて精密な測定を行な
うことができる差動トランスの信号処理装置を得ること
ができる。(Effects of the Invention) As explained above, in this invention, the effective value of the secondary voltage is not detected by rectification, but the level is detected at a predetermined phase. It is possible to obtain a signal processing device for a differential transformer that can perform precise measurements including those near the zero point.
第1図はこの発明の一実施例を示す概略ブロック図、第
2・図は差動トランスのベクトル図、第3図および第4
図はこの発明の原理説明図、第5図および第6図は実施
例の動作を示すタイムチャート、第7図は差動トランス
の構成図、第8図は従来の装置の出力特性図である。
1・・・−次側巻線、 2a、2b・・・二次側巻線
3・・・コア、 4・・・発振回路5・・・同期
回路、 6・・・A/r)コンバータ9・・・差動1
−ランスFigure 1 is a schematic block diagram showing one embodiment of the present invention, Figures 2 and 4 are vector diagrams of a differential transformer, Figures 3 and 4.
The figure is a diagram explaining the principle of the present invention, Figures 5 and 6 are time charts showing the operation of the embodiment, Figure 7 is a configuration diagram of a differential transformer, and Figure 8 is an output characteristic diagram of a conventional device. . 1... - Secondary winding, 2a, 2b... Secondary winding 3... Core, 4... Oscillation circuit 5... Synchronous circuit, 6... A/r) converter 9 ...Differential 1
- Lance
Claims (2)
の零クロス点近傍以外の所定の位相において前記差動ト
ランスの二次側の出力電圧レベルを検出するレベル検出
手段を備え、前記レベル検出手段の検出出力に基づいて
、前記差動トランスのコアの変位量を測定することを特
徴とする差動トランスの信号処理装置。(1) Level detection means for detecting the output voltage level on the secondary side of the differential transformer at a predetermined phase other than the vicinity of the zero cross point of the AC excitation voltage supplied to the primary side of the differential transformer, A signal processing device for a differential transformer, characterized in that the amount of displacement of the core of the differential transformer is measured based on the detection output of the detection means.
約90°ずれた位相である、特許請求の範囲第1項記載
の差動トランスの信号処理装置。(2) The signal processing device for a differential transformer according to claim 1, wherein the phase is shifted by about 90 degrees from a zero-crossing point of the AC excitation voltage.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60127359A JPS61284608A (en) | 1985-06-11 | 1985-06-11 | Signal processing unit for differential transformer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60127359A JPS61284608A (en) | 1985-06-11 | 1985-06-11 | Signal processing unit for differential transformer |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61284608A true JPS61284608A (en) | 1986-12-15 |
Family
ID=14957996
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60127359A Pending JPS61284608A (en) | 1985-06-11 | 1985-06-11 | Signal processing unit for differential transformer |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61284608A (en) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2011203074A (en) * | 2010-03-25 | 2011-10-13 | Yamaha Corp | Apparatus for detecting displacement position of electromagnetic actuator |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS566488A (en) * | 1979-06-28 | 1981-01-23 | Toshiba Corp | Oxide piezo-electric material |
-
1985
- 1985-06-11 JP JP60127359A patent/JPS61284608A/en active Pending
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