JPS61283909A - デイジタル追従制御方式 - Google Patents
デイジタル追従制御方式Info
- Publication number
- JPS61283909A JPS61283909A JP12542885A JP12542885A JPS61283909A JP S61283909 A JPS61283909 A JP S61283909A JP 12542885 A JP12542885 A JP 12542885A JP 12542885 A JP12542885 A JP 12542885A JP S61283909 A JPS61283909 A JP S61283909A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- time
- digital
- frequency
- digital filter
- movable element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Landscapes
- Moving Of The Head To Find And Align With The Track (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
- Control Of Position Or Direction (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、磁気ディスク装置、光デイスク装置等のヘッ
ド位置決め制御方式に関し、特に周期的に変動する目標
位置にヘッド等の可動素子の位置を追従させるディジタ
ル追従制御方式に関するものである。
ド位置決め制御方式に関し、特に周期的に変動する目標
位置にヘッド等の可動素子の位置を追従させるディジタ
ル追従制御方式に関するものである。
（従来技術とその問題点）
近年、磁気ディスク装置の読み取り・書き込みヘッド（
以下、磁気ヘッドと称する）の位置決め制御において種
々のセクターサーボ方式が考えられている。セクターサ
ーボ方式とはデータ面内の大きなデータ部分の間に小さ
なトラック位置情報セクタを書き込み、このセクタ数に
応じた周期でトラック位置情報を得ることにより、デー
タ面における磁気ヘッドのトラック追従精度の向上を狙
った制御方式である。セクターサーボ方式ではデータス
ペースがトラック位置情報によって失なわれるため、で
きるだけトラック位置情報セクタの数を少なくしたいと
いう要求である。ディジタル制御においては、上述の要
求は直接サンプリング周波数を低くすることにつながり
、結果的に制御系のバンド幅を十分に広く取ることがで
きないことを意味する。すなわち、低いサンプリング周
波数の下においては第３図、第４図に示すような従来の
ディジタル制御方式では、周期的に変動する目標トラッ
ク位置に磁気ヘッドを高い精度で追従させることができ
ない。第３図は従来のディジタル追従制御方式の構成を
示すブロック図であり、第４図は第３図で示されるディ
ジタル計算機８が実行する演算内容を示すブロック図で
ある。サンプリングタイム（トラック位置情報が書かれ
ているセクタ数とディスク回転数によって決まる。）を
Ｔとしたとき、ｔ＝ｍＴ（ｍ＝ｏ、１，２．・・・）時
刻の位置誤差信号Ａ（）ラッ□り位置情報セクタに書か
れている信号を復調する復調器（図示せず）出力で磁気
ヘッド３の目標トラック位置からの誤差を示す）と、磁
気ヘッド３の速度を検出する速度検出機４により生成さ
れＡ／Ｄ変換機６を通ったｔ＝ ｍＴ時刻の速度信号Ｂ
と、サーボ増幅器１により駆動されるボイスコイルモー
タ２に流れる電流を検出する電流検出器５により生成さ
れＡ／Ｄ変換器６′ を通ったｔ ＝ ｍＴ時刻の電流
信号Ｃとをディジタル計算機８へ入力し、第４図に示さ
れる演算を行う。なお、７はサーボ増幅器１へ演算結果
を与えるためのＤ／Ａ変換器を示す。第４図において、
Ｄ′はディジタル計算機による演算結果であり、１０は
むだ時間Δのむだ時間要素である。
以下、磁気ヘッドと称する）の位置決め制御において種
々のセクターサーボ方式が考えられている。セクターサ
ーボ方式とはデータ面内の大きなデータ部分の間に小さ
なトラック位置情報セクタを書き込み、このセクタ数に
応じた周期でトラック位置情報を得ることにより、デー
タ面における磁気ヘッドのトラック追従精度の向上を狙
った制御方式である。セクターサーボ方式ではデータス
ペースがトラック位置情報によって失なわれるため、で
きるだけトラック位置情報セクタの数を少なくしたいと
いう要求である。ディジタル制御においては、上述の要
求は直接サンプリング周波数を低くすることにつながり
、結果的に制御系のバンド幅を十分に広く取ることがで
きないことを意味する。すなわち、低いサンプリング周
波数の下においては第３図、第４図に示すような従来の
ディジタル制御方式では、周期的に変動する目標トラッ
ク位置に磁気ヘッドを高い精度で追従させることができ
ない。第３図は従来のディジタル追従制御方式の構成を
示すブロック図であり、第４図は第３図で示されるディ
ジタル計算機８が実行する演算内容を示すブロック図で
ある。サンプリングタイム（トラック位置情報が書かれ
ているセクタ数とディスク回転数によって決まる。）を
Ｔとしたとき、ｔ＝ｍＴ（ｍ＝ｏ、１，２．・・・）時
刻の位置誤差信号Ａ（）ラッ□り位置情報セクタに書か
れている信号を復調する復調器（図示せず）出力で磁気
ヘッド３の目標トラック位置からの誤差を示す）と、磁
気ヘッド３の速度を検出する速度検出機４により生成さ
れＡ／Ｄ変換機６を通ったｔ＝ ｍＴ時刻の速度信号Ｂ
と、サーボ増幅器１により駆動されるボイスコイルモー
タ２に流れる電流を検出する電流検出器５により生成さ
れＡ／Ｄ変換器６′ を通ったｔ ＝ ｍＴ時刻の電流
信号Ｃとをディジタル計算機８へ入力し、第４図に示さ
れる演算を行う。なお、７はサーボ増幅器１へ演算結果
を与えるためのＤ／Ａ変換器を示す。第４図において、
Ｄ′はディジタル計算機による演算結果であり、１０は
むだ時間Δのむだ時間要素である。
Ｉｈ、１２２．（２３）！４はそれぞれ実数であって、
制御対象であるサーボ増幅器１．ボイスコイルモータ２
．磁気ヘッド３からなる系が可制御であることがら、Ｉ
Ａ、１２２．Ｊｈ。
制御対象であるサーボ増幅器１．ボイスコイルモータ２
．磁気ヘッド３からなる系が可制御であることがら、Ｉ
Ａ、１２２．Ｊｈ。
ムを適当に選ぶことにより制御系の安定性は保証される
。第４図の演算内容をディジタル計算機がらＤ／Ａ変換
機７への出力信号りを用いて、差分式で表わすと次のよ
うになる。
。第４図の演算内容をディジタル計算機がらＤ／Ａ変換
機７への出力信号りを用いて、差分式で表わすと次のよ
うになる。
Ｄ′＝Ｄ（ｍＴ＋Δ）＝ｊｌ−１”ＸＡ（ｍＴ）４＃２
×Ｂ（ｍＴＩ＋ａ ｘαｒｒＴ）＋１４ｘＤ（ｍｎ
（１）ここで、・（ｍＴ）はｍＴ時刻の、・（ｍＴ＋Δ
）は（ｍＴ＋Δ）時刻のそれぞれの値を表わしている。
×Ｂ（ｍＴＩ＋ａ ｘαｒｒＴ）＋１４ｘＤ（ｍｎ
（１）ここで、・（ｍＴ）はｍＴ時刻の、・（ｍＴ＋Δ
）は（ｍＴ＋Δ）時刻のそれぞれの値を表わしている。
第４図で示される演算の結果Ｄ′は、演算時間Δ（Δは
０くΔ≦Ｔに固定されている）だけ遅れて、ｔ＝ｍＴ＋
Δ時に、信号りとしてＤ／Ａ変換機７にサンプリングタ
イム間、すなわち、ｍＴ＋Δ≦ｔ＜（ｍ＋１）、ハ 、ｔ Ｔ＋Δの聞出力され、サーボ増幅器１を通して、ボイス
コイルモータ２を駆動する。その結果、ボイスコイルモ
ータ２に固定された磁気ヘッド３は周期的に変動する目
標トラック位置に応答する。
０くΔ≦Ｔに固定されている）だけ遅れて、ｔ＝ｍＴ＋
Δ時に、信号りとしてＤ／Ａ変換機７にサンプリングタ
イム間、すなわち、ｍＴ＋Δ≦ｔ＜（ｍ＋１）、ハ 、ｔ Ｔ＋Δの聞出力され、サーボ増幅器１を通して、ボイス
コイルモータ２を駆動する。その結果、ボイスコイルモ
ータ２に固定された磁気ヘッド３は周期的に変動する目
標トラック位置に応答する。
このように、従来のディジタル追従制御方式では、演算
時間である６時間の遅れを伴うことから、ナイキスト周
波数（１／２Ｔ）範囲内における制御系のバンド幅を広
く取ることができず、ゲインフィードバックのみによる
制御では周期的に変動する目標位置に磁気ヘッドを高精
度に追従させることができないという欠点があった。ま
た、ゲインフィードバックによる制御を行うために、ボ
イスコイルモータ２の速度を検出する速度検出器が必要
であり、装置が大きくなるという欠点もあった。
時間である６時間の遅れを伴うことから、ナイキスト周
波数（１／２Ｔ）範囲内における制御系のバンド幅を広
く取ることができず、ゲインフィードバックのみによる
制御では周期的に変動する目標位置に磁気ヘッドを高精
度に追従させることができないという欠点があった。ま
た、ゲインフィードバックによる制御を行うために、ボ
イスコイルモータ２の速度を検出する速度検出器が必要
であり、装置が大きくなるという欠点もあった。
（発明の目的）
本発明はサンプリング周波数の低い場合における上述し
たような従来方式の有する欠点に鑑みて創案されたもの
で、その目的はサンプリング周波数を高くできないよう
な場合でも、周期的に変動する目標位置にに対して高い
追従精度をもつディジタル追従制御方式を提供すること
にある。
たような従来方式の有する欠点に鑑みて創案されたもの
で、その目的はサンプリング周波数を高くできないよう
な場合でも、周期的に変動する目標位置にに対して高い
追従精度をもつディジタル追従制御方式を提供すること
にある。
（発明の構成）
本発明によれば、可動素子を追従させるべき目標位置と
前記可動素子の位置との差を示す位置誤差信号を一定の
サンプルタイム毎に得る位置誤差検出手段と、前記可動
−子を駆動するためのサーボ増幅器の電□流を示す電流
信号を得る電流検出手段と、前記位置誤差信号を入力し
前記目標位置の変動成分の中の第１周波数成分と同じ周
波数の□正弦波をインパルス入力に対して出力するディ
ジタルフィルターと、前記サンプリングタイム毎に前記
位置誤差信号の値と前記電流信号の値と前記ディジタル
フィルターの出力とをありかしめ決められた定数に従っ
て線形結合した結果を前記サンプル時刻の一定時間後に
前記サーボ増幅器に入力する演算手段とを含むことを特
徴としたディジタル追従制御方式が得られる。
前記可動素子の位置との差を示す位置誤差信号を一定の
サンプルタイム毎に得る位置誤差検出手段と、前記可動
−子を駆動するためのサーボ増幅器の電□流を示す電流
信号を得る電流検出手段と、前記位置誤差信号を入力し
前記目標位置の変動成分の中の第１周波数成分と同じ周
波数の□正弦波をインパルス入力に対して出力するディ
ジタルフィルターと、前記サンプリングタイム毎に前記
位置誤差信号の値と前記電流信号の値と前記ディジタル
フィルターの出力とをありかしめ決められた定数に従っ
て線形結合した結果を前記サンプル時刻の一定時間後に
前記サーボ増幅器に入力する演算手段とを含むことを特
徴としたディジタル追従制御方式が得られる。
（実施例）
′へ、
Ｚ〜
ゐ）
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。第１図
は本発明の一実施例に係る磁気ヘッドのトラック追従制
御方式の構成を示すブロック図であり、第２図は第１図
で示されるディジタル計算機８が実行する演算内容を示
すブロック図である。なお、同一機能については第３図
と同じ番号により示している。サンプリングタイムをＴ
としたとき、ｔ＝ｍＴ（ｍ＝ｏ、１，２．・・・）時刻
の位置誤差信号Ａ（）ラック位置情報セクタに書かれて
いる信号を復調する復調器（図示せず）出力で磁気ヘッ
ド３の目標トラック位置から誤差を示す）と、サーボ増
幅器１により駆動されるボイスコイル２に流れる電流を
検出する電流検出器５により生成されＡ／Ｄ変換器６を
通ったｔ＝ｍＴ時刻の電流信号Ｃとをディジタル計算機
８へ入力し、第２図に示される演算を行う。第２図にお
いて、１０はサンプリングタイムの範囲内の固定された
時間Δのむだ時間であり、その大きさはサーボ増幅器へ
の出力値を計算するのに必要な時間よりも大きいか、ま
たは等しい。
は本発明の一実施例に係る磁気ヘッドのトラック追従制
御方式の構成を示すブロック図であり、第２図は第１図
で示されるディジタル計算機８が実行する演算内容を示
すブロック図である。なお、同一機能については第３図
と同じ番号により示している。サンプリングタイムをＴ
としたとき、ｔ＝ｍＴ（ｍ＝ｏ、１，２．・・・）時刻
の位置誤差信号Ａ（）ラック位置情報セクタに書かれて
いる信号を復調する復調器（図示せず）出力で磁気ヘッ
ド３の目標トラック位置から誤差を示す）と、サーボ増
幅器１により駆動されるボイスコイル２に流れる電流を
検出する電流検出器５により生成されＡ／Ｄ変換器６を
通ったｔ＝ｍＴ時刻の電流信号Ｃとをディジタル計算機
８へ入力し、第２図に示される演算を行う。第２図にお
いて、１０はサンプリングタイムの範囲内の固定された
時間Δのむだ時間であり、その大きさはサーボ増幅器へ
の出力値を計算するのに必要な時間よりも大きいか、ま
たは等しい。
Ｚ−１はサンプリングタイムに等しい時間の時間遅れを
意味する。９，９′ は実定数ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、
およびｇと共に、周期的に変動する目標トラック位置の
変動成分の中の第１周波数成分と同じ周波数の正弦波を
インパルス入力に対して出力するディジタルフィルター
を構成する。
意味する。９，９′ は実定数ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、
およびｇと共に、周期的に変動する目標トラック位置の
変動成分の中の第１周波数成分と同じ周波数の正弦波を
インパルス入力に対して出力するディジタルフィルター
を構成する。
すなわち、９，９′ および実定数ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ
１ｇは、上記した目標トラックの変動成分の中の第１周
波数成分の周波数をｆｏとすると、Ａｏｓｉｎωｏｔの
（ただし、ωｏ ＝ ２ｎｆｏとする）サンプリングタ
イムＴにおける２変換になっている。例えば、Ａｏ＝６
２．８．ｆｏ’、１０Ｈｚ、。
１ｇは、上記した目標トラックの変動成分の中の第１周
波数成分の周波数をｆｏとすると、Ａｏｓｉｎωｏｔの
（ただし、ωｏ ＝ ２ｎｆｏとする）サンプリングタ
イムＴにおける２変換になっている。例えば、Ａｏ＝６
２．８．ｆｏ’、１０Ｈｚ、。
Ｔ＝６ｍｓｅｃ と す る と、ａ’５０
．９２９８５．ｂ’Ｂ０．９２９８５゜ｄ’；−２３，
１０７，ｅ’：５．８５９Ｘ１０−３．ｆ′、１．７７
８８Ｘ１０−５゜ｇ＝５．８５９Ｘ １０−”となる。
．９２９８５．ｂ’Ｂ０．９２９８５゜ｄ’；−２３，
１０７，ｅ’：５．８５９Ｘ１０−３．ｆ′、１．７７
８８Ｘ１０−５゜ｇ＝５．８５９Ｘ １０−”となる。
９“および実定数ｋｌ、に２．に３．に４．に５．に６
．に７は制御系を安定化するための時間遅れ要素および
制御器のパラメータである。サーボ増幅器１．ボイルコ
イルモータ２および磁気ヘッド３からなる系が可制御、
可観測であることから、実定数ｋｌ、に２．に３．に４
．に５．に６゜明細鶴：のｅ書く内容に斐更なし） ｋ７を適当に決めることにより制御系は安定化できる。
．に７は制御系を安定化するための時間遅れ要素および
制御器のパラメータである。サーボ増幅器１．ボイルコ
イルモータ２および磁気ヘッド３からなる系が可制御、
可観測であることから、実定数ｋｌ、に２．に３．に４
．に５．に６゜明細鶴：のｅ書く内容に斐更なし） ｋ７を適当に決めることにより制御系は安定化できる。
９″の時間おくれ要素を用いたことにより、磁気ヘッド
の速度を示す速度信号が、オブザーバの原理により、等
比的に合成される。ｔ ＝ ｍＴ時刻における３つの時
間遅れ要素９″、９および９′の出力値をＥ、Ｆ、Ｇと
したとき、第２図で表わされるブロック図の演算内容は
次の差分方程式によって表わされる。
の速度を示す速度信号が、オブザーバの原理により、等
比的に合成される。ｔ ＝ ｍＴ時刻における３つの時
間遅れ要素９″、９および９′の出力値をＥ、Ｆ、Ｇと
したとき、第２図で表わされるブロック図の演算内容は
次の差分方程式によって表わされる。
Ｄ’ ＝Ｄ（ｍＴ＋Δ）＝に２ＸＡ（ｍＴ）＋に３
Ｘ Ｃ（ｍＴ 十Ｅ（ｍＴ） （２）Ｅ（
ｍ＋ＩＴ）＝ｋｌＸＡ（ｍＴ）＋に４ＸＣ（ｍＴ）＋に
５ＸＤ（ｍＴ）＋に６ＸＤ’ （ｍＴ）＋に７ＸＦ（ｍ
Ｔ） （３）Ｆ（ｍ＋了Ｔ）＝ｂＸＦ（ｍ
Ｔ）＋ｅＸＧ（ｍＴｊ＋ｆＸＡ（ｍＴ） （４）Ｇ
（ｍ＋ＩＴ）＝ｄＸＦ（ｍＴ）＋ｄＸＧ（ｍＴ）＋ｇＸ
Ａ（ｍＴ） （５）ここでｍｌＴは（ｍ＋１）Ｔ時
刻を意味する。
Ｘ Ｃ（ｍＴ 十Ｅ（ｍＴ） （２）Ｅ（
ｍ＋ＩＴ）＝ｋｌＸＡ（ｍＴ）＋に４ＸＣ（ｍＴ）＋に
５ＸＤ（ｍＴ）＋に６ＸＤ’ （ｍＴ）＋に７ＸＦ（ｍ
Ｔ） （３）Ｆ（ｍ＋了Ｔ）＝ｂＸＦ（ｍ
Ｔ）＋ｅＸＧ（ｍＴｊ＋ｆＸＡ（ｍＴ） （４）Ｇ
（ｍ＋ＩＴ）＝ｄＸＦ（ｍＴ）＋ｄＸＧ（ｍＴ）＋ｇＸ
Ａ（ｍＴ） （５）ここでｍｌＴは（ｍ＋１）Ｔ時
刻を意味する。
ディジタル計算機８は、ｍＴ≦ｔ≦ｍＴ＋Δの間に、（
２）式を計算し、ｔ＝ｍＴ＋Δ時刻にＤ／Ａ変換器７へ
（２）式の結果Ｄ′を出力する。
２）式を計算し、ｔ＝ｍＴ＋Δ時刻にＤ／Ａ変換器７へ
（２）式の結果Ｄ′を出力する。
明細書の浄書（内容に変更な；、）
また、ｍＴ＋Δ≦ｔ＜（ｍ＋１）Ｔの間に、（３）′式
、（４）式および（５）式を計算し、次のサンプル時点
のための準備をする。
、（４）式および（５）式を計算し、次のサンプル時点
のための準備をする。
第２図に示されるような演算機能を備えた、第１図に示
される構成をもつ安定なディジタル制御系においては、
目標値入力（図示せず）の２変換Ｒ（ｚ）から位置誤差
信号Ａの２変換Ａ（ｚ）までのパルス伝達関数Ｇ（ｚ）
は次のようになる。
される構成をもつ安定なディジタル制御系においては、
目標値入力（図示せず）の２変換Ｒ（ｚ）から位置誤差
信号Ａの２変換Ａ（ｚ）までのパルス伝達関数Ｇ（ｚ）
は次のようになる。
ただし、（１（Ｚ）は７次の２に関する実係数多項式で
あり、ｎ（ｚ）は２に関する５次の実係数多項式であり
、ｊ２＝ １である。また、ｖ＋ｊｗは周期的に変動
する目標トラック位置の変動成分の中の第１周波数成分
に等しい周波数ω０の正弦波を発生するディジタルフィ
ルターの固有値である。
あり、ｎ（ｚ）は２に関する５次の実係数多項式であり
、ｊ２＝ １である。また、ｖ＋ｊｗは周期的に変動
する目標トラック位置の変動成分の中の第１周波数成分
に等しい周波数ω０の正弦波を発生するディジタルフィ
ルターの固有値である。
さらに、ｑ（ｚ） ＝ Ｏの根はすべて、上述した定数
ｋｌ。
ｋｌ。
ｋ２．に３．に４．に５．に６．およびに７により２一
平面あ単位円内に望みのバンド幅を実現できるように配
置され二１．・ ゛ 明細書の浄書（内容に変更ない る。（６）式において、目標値入力が周波数ω０の正弦
波すなわち、 であるとすると、（ｂ）式が安定であること、および最
終値の定理から、 となり、定常的に磁気ヘッドの位置は正弦波的に変動す
る目標トラック位置に追従する。ただし、Ｋは定数であ
る。
平面あ単位円内に望みのバンド幅を実現できるように配
置され二１．・ ゛ 明細書の浄書（内容に変更ない る。（６）式において、目標値入力が周波数ω０の正弦
波すなわち、 であるとすると、（ｂ）式が安定であること、および最
終値の定理から、 となり、定常的に磁気ヘッドの位置は正弦波的に変動す
る目標トラック位置に追従する。ただし、Ｋは定数であ
る。
（発明の効果）
以上説明したように本発明のディジタル追従制御方式は
可動素子の位置誤差信号を入力する、可動素子の目標位
置の変動成分の中の第１周波数成分と同じ周波数の正弦
波をインパルス入力に対して出力するディジタルフィル
ターと、可動素子の位置誤差信号と可動素子を駆動させ
るためのサーボ（１１〕 増幅器の電流を示す電流信号を入力し、可動素子の速度
を合成する演算手段とを備えることにより、可動素子の
速度を検出する速度検出器を用いることなく、位置誤差
信号のサンプリング周波数が低い場合でも高精度に可動
素子を周期的に変動する目標位置に追従させることがで
きる効果がある。
可動素子の位置誤差信号を入力する、可動素子の目標位
置の変動成分の中の第１周波数成分と同じ周波数の正弦
波をインパルス入力に対して出力するディジタルフィル
ターと、可動素子の位置誤差信号と可動素子を駆動させ
るためのサーボ（１１〕 増幅器の電流を示す電流信号を入力し、可動素子の速度
を合成する演算手段とを備えることにより、可動素子の
速度を検出する速度検出器を用いることなく、位置誤差
信号のサンプリング周波数が低い場合でも高精度に可動
素子を周期的に変動する目標位置に追従させることがで
きる効果がある。
第１図は本発明の一実施例に係る磁気ヘッドのトラック
追従制御方式の構成を示すブロック図、第２図は第１図
に示されるディジタル計算機８が実行する演算内容を示
すブロック図、第３図は従来のトラフ、り追従制御方式
のブロック図、第４図は第３図に示されるディジタル計
算機８が実行する演算内容を示すブロック図である。 １・・・サーボ増幅器 ２・・・ボイスコイルモータ
３・・・磁気ヘッド ４・・・速度検出器５・・・
電流検出器 ６，６′ ・・・九０変換器７・・・
Ｄ／Ａ変換″６ ８ディジタル計算機９．９’ 、９
”・・・シフトレジスタ １ｏ・・・むだ時間明ｄ書の
浄書（内容に変更なし） ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｋｌ、に２．に３．に４．に
５．に６．に７． ｆｌ、ｉ−２，ｉ３．Ｊ１４００．
実定数をそれぞれ示す。 手続補正書（方式つ 昭和 年 月 日 ２、発明の名称 ディジタル追従制御方式 ３、補正をする者 事件との関係 出願人 東京都港区芝五丁目３３番１号 （４２３） 日本電気株式会社 代表者 関本忠弘 ４、代理人 〒１０８東京都港区芝五丁目３７番８号住友三田ビル５
、補正命令の日付 昭和６０年８月２７日（発送日） ６、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ７、補正の内容 （１）明細書の第９頁以降を、添附のものと差し換えま
す。
追従制御方式の構成を示すブロック図、第２図は第１図
に示されるディジタル計算機８が実行する演算内容を示
すブロック図、第３図は従来のトラフ、り追従制御方式
のブロック図、第４図は第３図に示されるディジタル計
算機８が実行する演算内容を示すブロック図である。 １・・・サーボ増幅器 ２・・・ボイスコイルモータ
３・・・磁気ヘッド ４・・・速度検出器５・・・
電流検出器 ６，６′ ・・・九０変換器７・・・
Ｄ／Ａ変換″６ ８ディジタル計算機９．９’ 、９
”・・・シフトレジスタ １ｏ・・・むだ時間明ｄ書の
浄書（内容に変更なし） ａ、ｂ、ｄ、ｅ、ｆ、ｇ、ｋｌ、に２．に３．に４．に
５．に６．に７． ｆｌ、ｉ−２，ｉ３．Ｊ１４００．
実定数をそれぞれ示す。 手続補正書（方式つ 昭和 年 月 日 ２、発明の名称 ディジタル追従制御方式 ３、補正をする者 事件との関係 出願人 東京都港区芝五丁目３３番１号 （４２３） 日本電気株式会社 代表者 関本忠弘 ４、代理人 〒１０８東京都港区芝五丁目３７番８号住友三田ビル５
、補正命令の日付 昭和６０年８月２７日（発送日） ６、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ７、補正の内容 （１）明細書の第９頁以降を、添附のものと差し換えま
す。
Claims (1)
- 可動素子を追従させるべき目標位置と前記可動素子の位
置との差を示す位置誤差信号を一定のサンプルタイム毎
に得る位置誤差検出手段と、前記可動素子を駆動するた
めのサーボ増幅器の電流を示す電流信号を得る電流検出
手段と、前記位置誤差信号を入力し前記目標位置の変動
成分の中の第１周波数成分と同じ周波数の正弦波をイン
パルス入力に対して出力するディジタルフィルターと、
前記サンプリングタイム毎に前記位置誤差信号の値と前
記電流信号の値と前記ディジタルフィルターの出力とを
あらかじめ決められた定数に従って線形結合した結果を
前記サンプル時刻の一定時間後に前記サーボ増幅器に入
力する演算手段とを含むことを特徴としたディジタル追
従制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12542885A JPS61283909A (ja) | 1985-06-10 | 1985-06-10 | デイジタル追従制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12542885A JPS61283909A (ja) | 1985-06-10 | 1985-06-10 | デイジタル追従制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61283909A true JPS61283909A (ja) | 1986-12-13 |
Family
ID=14909853
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12542885A Pending JPS61283909A (ja) | 1985-06-10 | 1985-06-10 | デイジタル追従制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61283909A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63293614A (ja) * | 1987-05-27 | 1988-11-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 位置制御装置 |
-
1985
- 1985-06-10 JP JP12542885A patent/JPS61283909A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63293614A (ja) * | 1987-05-27 | 1988-11-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 位置制御装置 |
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