JPS6125289B2 - - Google Patents
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- JPS6125289B2 JPS6125289B2 JP5919580A JP5919580A JPS6125289B2 JP S6125289 B2 JPS6125289 B2 JP S6125289B2 JP 5919580 A JP5919580 A JP 5919580A JP 5919580 A JP5919580 A JP 5919580A JP S6125289 B2 JPS6125289 B2 JP S6125289B2
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P5/00—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft
- G01P5/01—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by using swirlflowmeter
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は導管内を流れる測定流体中に渦発生
柱を設け、その下流に発生したカルマン渦の数
(発生渦周波数)を超音波で検出して流速または
流量を測定する流速測定装置に関するもので、そ
の目的は電圧制御位相偏移回路を用いた位相同期
ループ回路により渦信号を検出する流速測定装置
の電圧制御位相偏移回路が動作可能な位相偏移角
を外れて位相同期ループが同期外れを生じた場合
にも自己復帰が可能で通常の渦信号検出動作を再
び行なわせる為の方法を提供するものである。Detailed Description of the Invention This invention provides a vortex generating column in the measurement fluid flowing in a conduit, and detects the number of Karman vortices (generated vortex frequency) downstream of the column using ultrasonic waves to measure the flow velocity or flow rate. The purpose is to detect eddy signals using a phase-locked loop circuit using a voltage-controlled phase-shift circuit. This invention provides a method that allows self-recovery even when the phase-locked loop becomes out of synchronization, and allows the normal vortex signal detection operation to be performed again.
導管内に渦発生柱を設け、その下流に発生した
カルマン渦の発生周波数を超音波で検出して管内
を流れる流体の流速または流量を測定する方法は
実公昭48−17010で提案されている。この方法で
カルマン渦を検出する場合、超音波発信器から発
信された超音波は流体中を伝播しカルマン渦で変
調され受信器で受信される。超音波の受ける変調
は振幅変調、周波数変調、位相変調等であり、そ
れぞれの復調方式により渦信号を復調する事が出
来る。それらの復調方式の1つに位相復調回路方
式がある。第1図に位相復調回路方式の従来の一
実施例を示す。図において1は渦発生柱、11は
導管、2は超音波送信子、3は超音波送信子2の
最適発振周波数で励振する為の発振器、4は超音
波受信子、5は受信信号を波形整形する為の増巾
器、7はループフイルタを構成するアクテイブロ
ーパスフイルタ回路で71,74,75は抵抗、
72はコンデンサ、73は演算増巾器、8は電圧
制御位相偏移回路、81,82は入力信号の位相
を制御電圧V7に応じて偏移させる為の時間幅可
変の単安定マルチ回路からなる位相偏移回路、8
3は出力パルスのデユーテイ比を調整する為の固
定時間幅の単安定マルチ回路、811,821,
831,835,836は抵抗、812,82
2,832はコンデンサ、813,823,83
3はダイオード、814,824,834は電圧
比較器、815,825,835はDフリツプフ
ロツプ回路である。 Japanese Utility Model Publication No. 17010/1973 proposes a method in which a vortex generating column is provided in a conduit and the generation frequency of the Karman vortex generated downstream of the column is detected using ultrasonic waves to measure the flow velocity or flow rate of fluid flowing within the tube. When detecting the Karman vortex using this method, the ultrasound transmitted from the ultrasound transmitter propagates through the fluid, is modulated by the Karman vortex, and is received by the receiver. The modulation that ultrasonic waves undergo is amplitude modulation, frequency modulation, phase modulation, etc., and the vortex signal can be demodulated by each demodulation method. One of these demodulation methods is a phase demodulation circuit method. FIG. 1 shows an example of a conventional phase demodulation circuit system. In the figure, 1 is a vortex generating column, 11 is a conduit, 2 is an ultrasonic transmitter, 3 is an oscillator for exciting the ultrasonic transmitter 2 at the optimal oscillation frequency, 4 is an ultrasonic receiver, and 5 is a waveform of the received signal. 7 is an active low-pass filter circuit that constitutes a loop filter; 71, 74, and 75 are resistors;
72 is a capacitor, 73 is an operational amplifier, 8 is a voltage controlled phase shift circuit, and 81 and 82 are monostable multi-circuits with variable time width for shifting the phase of the input signal according to the control voltage V7 . Phase shift circuit, 8
3 is a monostable multi-circuit with a fixed time width for adjusting the duty ratio of output pulses, 811, 821,
831, 835, 836 are resistors, 812, 82
2,832 is a capacitor, 813,823,83
3 is a diode, 814, 824, 834 are voltage comparators, and 815, 825, 835 are D flip-flop circuits.
超音波送信器2は発振器3により駆動され超音
波を発振する。音波はカルマン渦列により位相変
調され受信器4により変調信号が受信され増巾器
5により波形整形され電圧V5となりエクスクル
ーシブオア回路で構成された位相比較器6の1方
の入力として与えられる。電圧制御位相偏移回路
8はループフイルタ7の出力電圧V7に対応して
上記発振器3の出力信号V1からの位相偏移角が
制御される位相偏移信号を発生する回路で、互い
に縦続接続されループフイルタ7の出力電圧によ
つてパルス幅が制御できる複数(本実施例では2
つ)の位相偏移回路81,82と出力パルス幅を
発振周波数信号パルス幅と略一致する様に設定す
る固定時間幅の単安定マルチ回路83とから構成
されている。上記各段の位相偏移回路81,82
はそれぞれ抵抗811,821とコンデンサ81
2,822との時定数回路、このコンデンサ電圧
とループフイルタ7の電圧V7とを比較する電圧
比較器814,824、上記発振器3の信号V1
を第1段のトリガ信号として順次トリガされ上記
各比較器814,824の出力によつてリセツト
されるD型フリツプフロツプ回路815,825
及び該フリツプフロツプ回路の出力によつて上記
コンデンサ812,822の充放電を制御させる
ダイオード813,823により構成されてい
る。電圧制御位相偏移回路8の出力信号V4は位
相比較器6の他方の入力へ入力され、位相比較器
6、ループフイルタ7、電圧制御位相偏移回路8
とともに位相同期ループを構成している。第2図
V1〜V6は第1図同符号V1〜V6で示す各部の電圧
信号波形図を示す。 The ultrasonic transmitter 2 is driven by an oscillator 3 to oscillate ultrasonic waves. The sound wave is phase modulated by a Karman vortex street, a modulated signal is received by a receiver 4, and the waveform is shaped by an amplifier 5 to become a voltage V5 , which is applied as one input of a phase comparator 6 comprised of an exclusive OR circuit. The voltage controlled phase shift circuit 8 is a circuit that generates a phase shift signal whose phase shift angle from the output signal V 1 of the oscillator 3 is controlled in response to the output voltage V 7 of the loop filter 7, and is connected in series with each other. The pulse width can be controlled by the output voltage of the loop filter 7.
It consists of phase shift circuits 81 and 82 (two) and a monostable multi-circuit 83 with a fixed time width that sets the output pulse width to substantially match the oscillation frequency signal pulse width. Phase shift circuits 81 and 82 in each stage above
are resistors 811 and 821 and capacitor 81, respectively.
2, 822, a voltage comparator 814, 824 that compares this capacitor voltage with the voltage V 7 of the loop filter 7, and a signal V 1 of the oscillator 3.
D-type flip-flop circuits 815 and 825 are sequentially triggered using the first stage trigger signal and are reset by the outputs of the comparators 814 and 824, respectively.
and diodes 813, 823 which control charging and discharging of the capacitors 812, 822 by the output of the flip-flop circuit. The output signal V 4 of the voltage controlled phase shift circuit 8 is input to the other input of the phase comparator 6, and the phase comparator 6, the loop filter 7, and the voltage controlled phase shift circuit 8 are input to the other input of the phase comparator 6.
Together, they form a phase-locked loop. Figure 2
V 1 to V 6 represent voltage signal waveform diagrams of respective parts indicated by the same reference numerals V 1 to V 6 in FIG. 1.
上記の様に構成された位相同期ループにおいて
発振回路3の信号V1を基準としてカルマン渦に
より位相変調されさらに送信器2から受信器4に
致達するまでの位相遅れを伴なつた変調信号V5
が位相比較器6の一方の入力として与えられる。
第2図においては発振器3の信号V1と変調信号
V5とはたまたま同位相となつているが被測定流
体の密度が変り音速が変化するとこの2つの信号
間の位相差には広角度の位相差が生じるものであ
る。 In the phase-locked loop configured as described above, a modulated signal V 5 is phase-modulated by a Karman vortex using the signal V 1 of the oscillation circuit 3 as a reference, and is further accompanied by a phase delay from the transmitter 2 to the receiver 4 .
is given as one input of the phase comparator 6.
In Figure 2, the signal V 1 of oscillator 3 and the modulation signal
V 5 happens to be in the same phase, but if the density of the fluid to be measured changes and the speed of sound changes, a wide angle phase difference will occur in the phase difference between these two signals.
1方発信器3の信号V1は電圧制御位相偏移回
路8に与えられる。電圧制御位相偏移回路8にお
いては、先ず、第1段目のD型フリツプフロツプ
815が発振器3の信号V1の「H」レベルへの
立上りによりトリガーされて反転動作しコンデン
サ812の充電が開始されこのコンデンサの充電
電圧がループフイルタ7の出力電圧V7に達した
時にD型フリツプフロツプ815は比較器814
の出力によりリセツトされ、出力電圧V7に対応
した時間幅TD1のパルス出力V2を出力する。第2
段目のD型フリツプフロツプ825は第1段目の
パルス出力V2の「H」レベルへの立上りでトリ
ガーされてループフイルタ7の出力電圧V7に対
応した時間幅TD2のパルス出力V3を発生し、この
パルス出力V3の「H」レベル立上りにより第3
段目のフリツプフロツプ回路835はトリガーさ
れて抵抗835,836の分割電圧で決まる所定
の時間幅のパルス出力V4を発生し位相比較器6
の他方の入力として与えられる。即ち電圧制御位
相偏移回路8の出力V4はループフイルタ7の出
力電圧V7に対応した第1、第2段の位相偏移回
路81,82のパルス時間幅TD1,TD2の合成時
間の位相だけ発振器3の信号V1に対して位相偏
移した信号となる。 The signal V 1 from the one-way oscillator 3 is applied to a voltage controlled phase shift circuit 8 . In the voltage controlled phase shift circuit 8, the first stage D-type flip-flop 815 is triggered by the rising of the signal V1 of the oscillator 3 to the "H" level, performs an inverting operation, and starts charging the capacitor 812. When the charging voltage of this capacitor reaches the output voltage V7 of the loop filter 7, the D-type flip-flop 815 connects the comparator 814.
It is reset by the output of , and outputs a pulse output V 2 with a time width TD 1 corresponding to the output voltage V 7 . Second
The D-type flip-flop 825 in the first stage is triggered by the rise of the first stage pulse output V 2 to the "H" level, and outputs a pulse output V 3 with a time width TD 2 corresponding to the output voltage V 7 of the loop filter 7. This pulse output V 3 rises to the “H” level, causing the third
The flip-flop circuit 835 in the second stage is triggered and generates a pulse output V 4 with a predetermined time width determined by the voltage divided by the resistors 835 and 836.
is given as the other input. That is, the output V 4 of the voltage controlled phase shift circuit 8 is the composite time of the pulse time widths TD 1 and TD 2 of the first and second stage phase shift circuits 81 and 82 corresponding to the output voltage V 7 of the loop filter 7 . The signal is shifted in phase from the signal V 1 of the oscillator 3 by the phase of .
位相比較器6は上述の変調信号V5と電圧制御
位相偏移回路8の出力信号V4との位相差に対応
した電圧V6を発生しループフイルタ7はその電
圧出力V6の高調波成分や雑音等の不要成分を除
去して電圧制御位相偏移回路8の位相偏移角を位
相比較器6の2入力V4,V5の位相誤差が小さく
なる様に制御し結局位相同期ループが構成される
ものである。 The phase comparator 6 generates a voltage V 6 corresponding to the phase difference between the above-mentioned modulation signal V 5 and the output signal V 4 of the voltage controlled phase shift circuit 8, and the loop filter 7 generates a harmonic component of the voltage output V 6 . The phase shift angle of the voltage controlled phase shift circuit 8 is controlled so that the phase error of the two inputs V 4 and V 5 of the phase comparator 6 becomes small by removing unnecessary components such as noise and noise. It is composed of
位相比較器6の入力の位相差に対応した出力電
圧の平均値の電圧特性を第3図に示す。第3図か
ら明らかなように第1図ループフイルタ7の演算
増巾器73の正相入力端子の設定電圧を抵抗7
4,75の分圧比により1/2に設定すれば信号
V4とV5の位相差はπ/2で位相同期ループを構
成することが判る。 FIG. 3 shows the voltage characteristics of the average value of the output voltage corresponding to the phase difference of the input of the phase comparator 6. As is clear from FIG. 3, the set voltage of the positive phase input terminal of the operational amplifier 73 of the loop filter 7 in FIG.
If you set it to 1/2 with a dividing ratio of 4,75, the signal will be
It can be seen that the phase difference between V 4 and V 5 is π/2, forming a phase locked loop.
この様にして構成された位相同期ループにより
カルマン渦による位相変調信号V5の位相変調に
追随した信号V4が得られるので、ループフイル
タ7のループの応答性の設定によりカルマン渦の
位相変調信号つまり渦信号がループフイルタの出
力V7あるいは位相比較器6の出力V6に表われ、
キヤリアフイルタ9により不必要な周波数成分を
除去した渦信号1や2が得られる。この渦信号の
周波数を検出して被測定流体の流速(又は流量)
を測定する事が出来る。 With the phase-locked loop configured in this way, a signal V 4 that follows the phase modulation of the phase modulation signal V 5 due to the Karman vortex is obtained, so by setting the loop response of the loop filter 7, the phase modulation signal of the Karman vortex is In other words, the vortex signal appears at the output V 7 of the loop filter or the output V 6 of the phase comparator 6,
The carrier filter 9 provides vortex signals 1 and 2 from which unnecessary frequency components have been removed. Detect the frequency of this vortex signal and determine the flow velocity (or flow rate) of the fluid to be measured.
can be measured.
ところで上述の位相偏移回路81,82の1段
当りの偏移可能な位相偏移角は0から最大で2π
までと有限で、位相同期ループの同期可能な位相
角度は本実施例ではπから最大5πまでと第4図
に示す様に有限となる。この為に位相変調信号
V5が同期可能な位相偏移角のπから5πの範囲
以上の広角度の位相変調された場合には同期外れ
が発生する。位相偏移回路81,82はその特性
により0以下及び2π以上では入力周波数を維持
出来ず、制御電圧V7対出力V4の位相偏移角との
間の連続性及び可逆性が無いので、同期外れが発
生するともはや再同期が不可能になる欠点があつ
た。 By the way, the phase shift angle that can be shifted per stage of the above-mentioned phase shift circuits 81 and 82 is from 0 to 2π at the maximum.
In this embodiment, the phase angle that can be synchronized by the phase-locked loop is limited from π to a maximum of 5π, as shown in FIG. For this purpose, the phase modulation signal
If V 5 is phase modulated at a wide angle beyond the synchronizable phase shift angle range of π to 5π, loss of synchronization occurs. Due to their characteristics, the phase shift circuits 81 and 82 cannot maintain the input frequency below 0 and above 2π, and there is no continuity and reversibility between the phase shift angle of the control voltage V 7 and the output V 4 . There was a drawback that once synchronization occurred, resynchronization was no longer possible.
この発明は上記欠点を除去しようとするもの
で、万が一同期外れが発生しても変調信号の位相
が位相同期可能範囲に再び復帰すればすみやかに
再同期される流速測定装置を提供しようとするも
のである。 This invention attempts to eliminate the above-mentioned drawbacks, and provides a flow velocity measuring device that can be quickly resynchronized if the phase of the modulated signal returns to the phase synchronizable range even if synchronization occurs. It is.
以下第5図に示すこの発明の一実施例について
説明する。 An embodiment of the present invention shown in FIG. 5 will be described below.
即ち第5図において抵抗501,502,50
3、ダイオード504及び基準電圧回路はループ
フイルタ7の出力電圧V7をレベル変換及び電圧
クランプを行ない電圧制御位相偏移回路8の制御
電圧V8とする為のもので、クランプ回路51を
構成している。通常の演算増巾器73の出力はそ
の最低電圧VOLから最高電圧VOHまでの任意の値
を取る事が出来、第4図に示したVnio及びVnax
との間に次の関係が成立する。 That is, in FIG. 5, the resistors 501, 502, 50
3. The diode 504 and the reference voltage circuit are for level converting and voltage clamping the output voltage V 7 of the loop filter 7 to become the control voltage V 8 of the voltage control phase shift circuit 8, and constitute the clamp circuit 51. ing. The output of the ordinary operational amplifier 73 can take any value from the lowest voltage V OL to the highest voltage V OH , and V nio and V nax shown in FIG.
The following relationship holds true between .
VOL<Vnio<1/2基準電圧<Vnax<VOH
V7が最大値VOHとなつた時、制御電圧V8は
V8=基準電圧
+(VOH−基準電圧)R502/R501+R502
となり抵抗501及び502の設定によりV8<
Vnaxとする事が出来る。同様にV7が最小値VOL
になつた時にも抵抗503の設定によりVnio<
V8とする事が出来る。V OL < V nio < 1/2 reference voltage < V nax < V OH When V 7 reaches the maximum value V OH , the control voltage V 8 is V 8 = Reference voltage + (V OH - Reference voltage) R 502 / R 501 + R 502 , and depending on the settings of resistors 501 and 502, V 8 <
It can be set as V nax . Similarly, V 7 is the minimum value V OL
Even when V nio <
It can be made into V8 .
この様にループフイルタ7の出力V7がどの様
な値を取つても、電圧制御位相偏移回路8の制御
電圧V8はVnio<V8<Vnaxの関係を満たしている
為、位相同期外れが生じても電圧制御位相偏移回
路8の出力V4は発振器3の出力V1の周波数を維
時した信号を出力しており、変調信号V5の位相
が再び位相同期可能な範囲へ復帰すればすみやか
に再同期され、正常な位相同期ループの動作、そ
して流速検出の動作を再び行なう事が可能であ
る。 In this way, no matter what value the output V 7 of the loop filter 7 takes, the control voltage V 8 of the voltage controlled phase shift circuit 8 satisfies the relationship V nio < V 8 < V nax , so the phase Even if synchronization occurs, the output V 4 of the voltage controlled phase shift circuit 8 outputs a signal that maintains the frequency of the output V 1 of the oscillator 3, and the phase of the modulation signal V 5 is within the range where phase synchronization is possible again. If it returns to , it is quickly resynchronized and normal phase-locked loop operation and flow velocity detection operation can be performed again.
なお本実施例ではループフイルタ7の出力V7
をレベル変換してクランプ回路を構成したが、ル
ープフイルタ7を構成する積分器のコンデンサ7
2に並列にレベルクランプ用のツエナーダイオー
ドを双方向に接続しても同様の効果が得られる事
は云うまでもない。 Note that in this embodiment, the output V 7 of the loop filter 7
The clamp circuit was constructed by converting the level of the integrator capacitor 7 that constitutes the loop filter 7.
It goes without saying that the same effect can be obtained by bidirectionally connecting a Zener diode for level clamping in parallel to 2.
以上説明した通り、本発明によれば、カルマン
渦により超音波が受けた位相変調信号を電圧制御
位相偏移回路を用いた位相同期ループ回路で位相
復調する方式の流速測定装置で、電圧制御位相偏
移回路の位相偏移量が有限である事により由来す
る位相同期外れ時の位相偏移回路の出力異常をそ
の制御電圧を所定の電圧値の範囲にクランプする
事により解決し、位相同期外れが万が一発生して
も常に再同期が可能な状態で回路が動作出来る流
速測定装置を提供するものである。 As explained above, according to the present invention, there is provided a flow velocity measuring device that uses a phase locked loop circuit using a voltage controlled phase shift circuit to demodulate the phase modulation signal received by an ultrasonic wave due to a Karman vortex. The output abnormality of the phase shift circuit caused by the finite amount of phase shift of the shift circuit is resolved by clamping its control voltage within a predetermined voltage value range. To provide a flow rate measuring device in which the circuit can always operate in a state where resynchronization is possible even if such occurrence occurs.
第1図は位相復調回路方式を利用した従来の流
速測定装置を示す構成図、第2図は第1図各部の
動作波形図、第3図は第1図中の位相比較器の入
出力特性図、第4図は第1図中の電圧制御位相偏
移回路の入出力特性図、第5図はこの発明の一実
施例を示す構成図である。
図中、1は渦発生柱、2は超音波送信器、3は
発振器、4は超音波受信器、6は位相比較器、7
はループフイルタ、8は電圧制御位相偏移回路、
51はクランプ回路である。なお、図中同一符号
は同一又は相当部分を示す。
Figure 1 is a configuration diagram showing a conventional flow velocity measuring device using a phase demodulation circuit system, Figure 2 is an operating waveform diagram of each part in Figure 1, and Figure 3 is the input/output characteristics of the phase comparator in Figure 1. 4 is an input/output characteristic diagram of the voltage controlled phase shift circuit shown in FIG. 1, and FIG. 5 is a configuration diagram showing an embodiment of the present invention. In the figure, 1 is a vortex generating column, 2 is an ultrasonic transmitter, 3 is an oscillator, 4 is an ultrasonic receiver, 6 is a phase comparator, and 7
is a loop filter, 8 is a voltage controlled phase shift circuit,
51 is a clamp circuit. Note that the same reference numerals in the figures indicate the same or equivalent parts.
Claims (1)
柱、この渦発生柱の下流側に発生するカルマン渦
列の流れを横切つて超音波を伝播させる様に設け
られた超音波送信器、この超音波送信器を励振さ
せる発振器、上記カルマン渦によつて位相変調さ
れた超音波を受信する超音波受信子、受信された
位相変調信号を一方の入力とする位相比較器、こ
の位相比較器の出力の不要周波数成分を除去する
ループフイルタ、上記発振器の出力信号からの位
相偏移角が上記ループフイルタの出力電圧に対応
して制御される出力信号を発生して上記位相比較
器の他方の入力とする電圧制御位相偏移回路、お
よび上記ループフイルタの出力が規定の最大値以
上及び最少値以下にならない為のクランプ回路を
備えた事を特徴とする流速測定装置。1. A vortex generating column arranged substantially perpendicular to the fluid flow, and an ultrasonic transmitter installed to propagate ultrasonic waves across the flow of the Karman vortex street generated downstream of this vortex generating column. , an oscillator that excites this ultrasonic transmitter, an ultrasonic receiver that receives the ultrasonic wave phase-modulated by the Karman vortex, a phase comparator that receives the received phase-modulated signal as one input, and this phase comparison. a loop filter that removes unnecessary frequency components from the output of the oscillator, and generates an output signal whose phase deviation angle from the output signal of the oscillator is controlled in accordance with the output voltage of the loop filter; A flow velocity measuring device comprising: a voltage controlled phase shift circuit as an input; and a clamp circuit for preventing the output of the loop filter from exceeding a specified maximum value and not exceeding a specified minimum value.
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---|---|---|---|
JP5919580A Granted JPS56154669A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Current meter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS56154669A (en) |
-
1980
- 1980-04-30 JP JP5919580A patent/JPS56154669A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS56154669A (en) | 1981-11-30 |
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