JPS61227663A - チヨツパ制御回路 - Google Patents
チヨツパ制御回路Info
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- JPS61227663A JPS61227663A JP6693085A JP6693085A JPS61227663A JP S61227663 A JPS61227663 A JP S61227663A JP 6693085 A JP6693085 A JP 6693085A JP 6693085 A JP6693085 A JP 6693085A JP S61227663 A JPS61227663 A JP S61227663A
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- triangular wave
- chopper
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明はスイッチングによる損失を減少させ効率の良い
パルス幅変調を行なえるようにしたチョッパ制御回路に
関する。
パルス幅変調を行なえるようにしたチョッパ制御回路に
関する。
［発明の技術的背景］
この種、チョッパ主回路の代表例を第１図に示す。第１
図において直流電源１からの電力をトランジスタ２によ
るパルス幅変調制御によりオンオフし、リアクトル３、
コンデンサ４に負荷電流１２を流す。トランジスタ２が
オフになると、負荷電流Ｌ２は、ダイオード５の回路に
循Ｔ：Ｉｔ電流として流れる。この負荷Ｎ流Ｌ２はトラ
ンジスタインバータブリッジ６により直流を交流に変換
し、電動機７に交流電力を供給する。
図において直流電源１からの電力をトランジスタ２によ
るパルス幅変調制御によりオンオフし、リアクトル３、
コンデンサ４に負荷電流１２を流す。トランジスタ２が
オフになると、負荷電流Ｌ２は、ダイオード５の回路に
循Ｔ：Ｉｔ電流として流れる。この負荷Ｎ流Ｌ２はトラ
ンジスタインバータブリッジ６により直流を交流に変換
し、電動機７に交流電力を供給する。
電圧制御は周知のチョッパ制御回路によりなされる。即
ち、コンデンサ４の常圧を電圧検出器１０により検出し
てこの検出出力と電圧基準ｅ１″とを比較器１１により
比較し、増幅器１２により増幅し、その出力ｅｌｌと変
調用の三角波発生器１３の出力ｅ１２とを比較器１４に
より比較して論理信号とし、駆動回路１４によりトラン
ジスタ２をオンオフ制御する。
ち、コンデンサ４の常圧を電圧検出器１０により検出し
てこの検出出力と電圧基準ｅ１″とを比較器１１により
比較し、増幅器１２により増幅し、その出力ｅｌｌと変
調用の三角波発生器１３の出力ｅ１２とを比較器１４に
より比較して論理信号とし、駆動回路１４によりトラン
ジスタ２をオンオフ制御する。
［背景技術の問題点］
上述した従来の制御回路では、変調三角波ｅ１２は常に
一定な周波数であるので、トランジスタ２の損失は、負
荷電Ｎｔ２が一定な場合は、第９図に示す様に変調率に
より変化する。直線ａはスイッチング損失で、一定電流
を一定周期でスイッチングするので一定であるが変調率
１即ちスイッチングをしないでトランジスタ２がオンの
ままの状態では零になる。−１順電圧降下による損失は
ｂに示すように変調率に通電率が変化するに従って増加
し、全損失はａとｂの和となり変調率に従って損失が増
加する。
一定な周波数であるので、トランジスタ２の損失は、負
荷電Ｎｔ２が一定な場合は、第９図に示す様に変調率に
より変化する。直線ａはスイッチング損失で、一定電流
を一定周期でスイッチングするので一定であるが変調率
１即ちスイッチングをしないでトランジスタ２がオンの
ままの状態では零になる。−１順電圧降下による損失は
ｂに示すように変調率に通電率が変化するに従って増加
し、全損失はａとｂの和となり変調率に従って損失が増
加する。
さらにインバータの負荷として負荷電流Ｌ２がインバー
タの周波数、即ち変調率に従って増加する。電動機７に
ポンプやファンを接続した場合は。
タの周波数、即ち変調率に従って増加する。電動機７に
ポンプやファンを接続した場合は。
一般に電力はインバータ周波数の３乗に比例し、インバ
ータ電圧を周波数に比例させたＶ／Ｆ一定制御のインバ
ータでは負荷ｌＩ流Ｌ２がインバータ周波数、（インバ
ータ電圧即ち変調率）の２乗に比例するので、第１０図
のａに示すスイッチング損失となりｂに示す順電圧降下
による損失となる。
ータ電圧を周波数に比例させたＶ／Ｆ一定制御のインバ
ータでは負荷ｌＩ流Ｌ２がインバータ周波数、（インバ
ータ電圧即ち変調率）の２乗に比例するので、第１０図
のａに示すスイッチング損失となりｂに示す順電圧降下
による損失となる。
以上説明した様に従来のチョッパ制御回路による制御で
は、定トルク負荷では第９図の様な損失２乗てい減トル
ク負荷では第１０図のように、いづれの場合でもインバ
ータ周波数の上昇に従ってチョッパ回路の損失が増加す
る。特に第１０図に示すポンプ、ファン応用の２乗てい
減トルク負荷では、最近省エネルギーのためインバータ
で可変速する応用が多く、効率が非常に重要となってお
り、スイッングによる損失が問題となっている。
は、定トルク負荷では第９図の様な損失２乗てい減トル
ク負荷では第１０図のように、いづれの場合でもインバ
ータ周波数の上昇に従ってチョッパ回路の損失が増加す
る。特に第１０図に示すポンプ、ファン応用の２乗てい
減トルク負荷では、最近省エネルギーのためインバータ
で可変速する応用が多く、効率が非常に重要となってお
り、スイッングによる損失が問題となっている。
［発明の目的］
本発明は上記事情に基づいてなされたもので、その目的
は、インバータ周波数の上昇と共に増加するスイッチン
グによる損失を減少させ効率の良いパルス幅変調制御が
なされるようにしたチョッパ制御回路を提供することに
ある。
は、インバータ周波数の上昇と共に増加するスイッチン
グによる損失を減少させ効率の良いパルス幅変調制御が
なされるようにしたチョッパ制御回路を提供することに
ある。
［発明の概要］
本発明によるチョッパ制御回路は、変調三角波の周波数
を基準電圧に関連した変調率に基づいて制御することに
より、チョッパ主回路の順方向電圧降下による損失が増
大する変調率が１に近い範囲ではスイッチング周波数を
下げ、スイッチング損失を減少せしめ、負荷に流れる電
流のリップルＩＩが一定となるようにすることを特徴と
する。
を基準電圧に関連した変調率に基づいて制御することに
より、チョッパ主回路の順方向電圧降下による損失が増
大する変調率が１に近い範囲ではスイッチング周波数を
下げ、スイッチング損失を減少せしめ、負荷に流れる電
流のリップルＩＩが一定となるようにすることを特徴と
する。
［発明の実施例］
以下本発明に係るチョッパ制御回路を第１図に示すチョ
ッパ主回路に適用した第２図に示す一実施例に従い説明
する。
ッパ主回路に適用した第２図に示す一実施例に従い説明
する。
即ち、本発明は第１図における三角波発生器１３の周波
数を変えることによりトランジスタ２の損失を減少し効
率向上を行うものであり第２図に本実施例の三角波発生
器１３の可変周波数制御回路の一実施例を示す。第１図
の三角波発生器１３の回路の一例は、演算増幅器１０１
を比較器として使用し、抵抗１０２と１０３とにより演
算増幅器１０１の出力と演ＩＩＦｔｊａ幅器１０４の出
力を比較し、抵抗１０５，１０６とコンデンサ１０７を
使用して積分回路を構成した周知の三角波発生回路であ
る。
数を変えることによりトランジスタ２の損失を減少し効
率向上を行うものであり第２図に本実施例の三角波発生
器１３の可変周波数制御回路の一実施例を示す。第１図
の三角波発生器１３の回路の一例は、演算増幅器１０１
を比較器として使用し、抵抗１０２と１０３とにより演
算増幅器１０１の出力と演ＩＩＦｔｊａ幅器１０４の出
力を比較し、抵抗１０５，１０６とコンデンサ１０７を
使用して積分回路を構成した周知の三角波発生回路であ
る。
演算増幅器１０１の出力ｅ１０１を積分した出力が演算
増幅器１０４の出力ｅ１２として出力され、ｅｌｏｆと
ｅｌ２の大きさを比較してｅｔａｔ−ｅｌ２の瞬間ｅｌ
ｌｌｌはその極性を反転するのでｅｌ２は逆方向に積分
し、ｅｌ２の出力は三角波形となる。
増幅器１０４の出力ｅ１２として出力され、ｅｌｏｆと
ｅｌ２の大きさを比較してｅｔａｔ−ｅｌ２の瞬間ｅｌ
ｌｌｌはその極性を反転するのでｅｌ２は逆方向に積分
し、ｅｌ２の出力は三角波形となる。
第２図では、抵抗１０５の出力電圧ｅｌＱ３をダイオー
ド２２、ダイオード２３により、それぞれ、電圧検出器
２１、電圧検出器１０の出力電圧に制限する。直流電１
Ｉ１１の電圧は、電圧検出器２０により検出し、ｅｌと
し、コンデンサ４の電圧は電圧検出器１０により検出し
ｅ２となる。電圧検出器２１はｅｌとｅ２の差を検出し
ｅｌ−８２を出力する。
ド２２、ダイオード２３により、それぞれ、電圧検出器
２１、電圧検出器１０の出力電圧に制限する。直流電１
Ｉ１１の電圧は、電圧検出器２０により検出し、ｅｌと
し、コンデンサ４の電圧は電圧検出器１０により検出し
ｅ２となる。電圧検出器２１はｅｌとｅ２の差を検出し
ｅｌ−８２を出力する。
次に上記の如く構成された可変周波数の三角波発生回路
１２を備えた本実施例の動作について第３図を参照して
説明する。
１２を備えた本実施例の動作について第３図を参照して
説明する。
第３図（ａ）において直流電源１の電圧Ｅｌはトランジ
スタ２がオンするとりアクドル３を介して負荷コンデン
サ４の電圧Ｅ２に逆って流れ、トランジスタ２がオフす
るとりアクドル３（Ｌ）に蓄積されたエネルギーは、電
圧Ｅ２に逆ってダイオード５を通して流れる。第３図（
ｂ）に示す期ｆｆｆｉｔｔがトランジスタ２のオンして
いる期間であり、期間ｔ２はトランジスタ２がオフして
いる期間である。リアクトル３に流れる電流Ｌ２はリッ
プル分Δｌを有し、トランジスタ２に流れる電流ｊ１は
期間ｔｌのみである。
スタ２がオンするとりアクドル３を介して負荷コンデン
サ４の電圧Ｅ２に逆って流れ、トランジスタ２がオフす
るとりアクドル３（Ｌ）に蓄積されたエネルギーは、電
圧Ｅ２に逆ってダイオード５を通して流れる。第３図（
ｂ）に示す期ｆｆｆｉｔｔがトランジスタ２のオンして
いる期間であり、期間ｔ２はトランジスタ２がオフして
いる期間である。リアクトル３に流れる電流Ｌ２はリッ
プル分Δｌを有し、トランジスタ２に流れる電流ｊ１は
期間ｔｌのみである。
電’ｆｌｔ２のリップル電流をΔ麦に制限する様なスイ
ッチングを行うにはｔｌ、ｔ２を次式のように決定すれ
ばよい。
ッチングを行うにはｔｌ、ｔ２を次式のように決定すれ
ばよい。
上記（１）（２１式は抵抗弁を無視したので近似式であ
る。
る。
逆に考えれば、第１図において三角波電圧ｅ１２の周波
数ｆを ｆ＝−・・・・・・（４） に従って制御すればリップル電流ΔＬを常に一定になる
様なパルス幅変調が可能となりリアクトル３（Ｌ）の容
量を経済的に選定することが可能となり、しかもトラン
ジスタ２の電流容量を最小に選ぶことが可能となる。
数ｆを ｆ＝−・・・・・・（４） に従って制御すればリップル電流ΔＬを常に一定になる
様なパルス幅変調が可能となりリアクトル３（Ｌ）の容
量を経済的に選定することが可能となり、しかもトラン
ジスタ２の電流容量を最小に選ぶことが可能となる。
以上を実現するため第２図において、直流電源１の電圧
９８皿と負荷コンデンサ４の電圧弁ｅ２を検出し、電圧
検出器２１によりｅｌ−８２を演算して電圧ｅｔ＠ｓの
正側をダイオード２２によりリミットする。電圧ｅｌ
１１３の負側は電圧ｅ２とダイオード２３により８２に
リミットする。このため三角波ｅ１２は、立上りはｅ２
を積分した時間となり立下りはｅｌ−８２を積分した波
形となる。この様子を第４図に示す。
９８皿と負荷コンデンサ４の電圧弁ｅ２を検出し、電圧
検出器２１によりｅｌ−８２を演算して電圧ｅｔ＠ｓの
正側をダイオード２２によりリミットする。電圧ｅｌ
１１３の負側は電圧ｅ２とダイオード２３により８２に
リミットする。このため三角波ｅ１２は、立上りはｅ２
を積分した時間となり立下りはｅｌ−８２を積分した波
形となる。この様子を第４図に示す。
第４図（ａ）（ｂ）はｅｌｏｓをリミットしない場合の
従来の回路で、三角波はｅｌ２に示すように周波数一定
である。第４図（ｃ）（ｄ）は、第２図に示すようにｅ
ｔａｓをリミットすると・ｔ１＋ｔ２−ｔ（ｋは定数） で表わされる三角波となり、第３図で説明したΔｌ一定
となる変調周波数となる。
従来の回路で、三角波はｅｌ２に示すように周波数一定
である。第４図（ｃ）（ｄ）は、第２図に示すようにｅ
ｔａｓをリミットすると・ｔ１＋ｔ２−ｔ（ｋは定数） で表わされる三角波となり、第３図で説明したΔｌ一定
となる変調周波数となる。
このような三角波で変調したパルス変調では変調率（変
調率は入力電圧に対する出力電圧の比）と共に第５図に
示すような三角波の周波数となる。
調率は入力電圧に対する出力電圧の比）と共に第５図に
示すような三角波の周波数となる。
ここで第５図は上記式（３，（４）を図示したものであ
る。
る。
よって第９図で説明したように定トルク負荷に適用した
場合スイッチング損失ａは、変調率０゜９の点では第５
図より約３５％に減少し、第９図の破線の様になり総損
失が減少するので効率が向上すると同時に、スイッチン
グ素子の冷却が容易となる。
場合スイッチング損失ａは、変調率０゜９の点では第５
図より約３５％に減少し、第９図の破線の様になり総損
失が減少するので効率が向上すると同時に、スイッチン
グ素子の冷却が容易となる。
このことは、第１０図に示した２乗てい減トルク負荷で
は更に著して効果となり、本実施例によれば、スイッチ
ング損失は破線の様になり、総合損失は大幅に減少して
省エネルギ効果が大きい。
は更に著して効果となり、本実施例によれば、スイッチ
ング損失は破線の様になり、総合損失は大幅に減少して
省エネルギ効果が大きい。
なお、第２図で、ｅＬ −ｅ２ 、又はｅ２が零の場合
は、積分時間が無限大となるので実用に当ってはｅｌ−
８２と８２はそれぞれ零にならない様５〜１０％程度に
制限する必要がある。
は、積分時間が無限大となるので実用に当ってはｅｌ−
８２と８２はそれぞれ零にならない様５〜１０％程度に
制限する必要がある。
以上説明したように本実施例によれば、変調率に従って
負荷電流のリップル分が一定になる様な変調用三角波の
周波数を可変することにより、リアクトルの定格やチョ
ッパ用素子に流れるピークＮ流を制限するので、定格電
２ｉｌｆｌｉを最低に選定することができる。また、ス
イッチング損失の低減がはかられ、特に省エネのρ的で
ポンプ、ファン等の２乗てい減トルク負荷へのインバー
タ応用が増加している今日、チョッパ回路による電圧制
御形インバータにおいては効率向上が著しく、インバー
タ自身の省エネルギー化か実現できる。更に損失減少に
より冷却回路用品を経済的に構成出来しかもインバータ
を小形軽量にすることが可能となる。
負荷電流のリップル分が一定になる様な変調用三角波の
周波数を可変することにより、リアクトルの定格やチョ
ッパ用素子に流れるピークＮ流を制限するので、定格電
２ｉｌｆｌｉを最低に選定することができる。また、ス
イッチング損失の低減がはかられ、特に省エネのρ的で
ポンプ、ファン等の２乗てい減トルク負荷へのインバー
タ応用が増加している今日、チョッパ回路による電圧制
御形インバータにおいては効率向上が著しく、インバー
タ自身の省エネルギー化か実現できる。更に損失減少に
より冷却回路用品を経済的に構成出来しかもインバータ
を小形軽量にすることが可能となる。
本発明は上述した実施例に限定されるものではなく以下
の如く変形して実施できるものである。
の如く変形して実施できるものである。
即ち、第３図から明白な通り変調率０．５以下では総合
損失は著しく減少しているので、特にスイッチング周波
数を制御する必要がない。この様な場合は、第５図の破
線で示すように、変調率０．５以下では三角波周波数を
一定にして使用する。これを実現するには第２図、電圧
検出器１０の電圧ｅ２を５０％以下に低下しないリミッ
タを追加することで実現出来る。
損失は著しく減少しているので、特にスイッチング周波
数を制御する必要がない。この様な場合は、第５図の破
線で示すように、変調率０．５以下では三角波周波数を
一定にして使用する。これを実現するには第２図、電圧
検出器１０の電圧ｅ２を５０％以下に低下しないリミッ
タを追加することで実現出来る。
なお、第６図に示すように、第２図のリミッタ回路の電
圧検出部を変更して使用することが可能である。即ち、
増幅器１２は第１図の同一番号部分と同一であり制御電
圧ｅｌｆは変調率に比例し、直流電ｉ１１の電圧が一定
ならば、コンデンサ４の電圧に比例するので、電圧ｅｌ
ｌを電圧ｅ２に代用し、直流電源１は一定電圧Ｋに代用
することにより、第２図とほぼ同じ作用を行う。
圧検出部を変更して使用することが可能である。即ち、
増幅器１２は第１図の同一番号部分と同一であり制御電
圧ｅｌｆは変調率に比例し、直流電ｉ１１の電圧が一定
ならば、コンデンサ４の電圧に比例するので、電圧ｅｌ
ｌを電圧ｅ２に代用し、直流電源１は一定電圧Ｋに代用
することにより、第２図とほぼ同じ作用を行う。
また、第６図は、第７図の様に変形可能である。
即ち、制御ＩＩ雷電圧ｌｌは函数発生器３１により第５
図の破線で示すｆの曲線を近似し、函数発生器３２は、
函数発生器３１の反転信号を使って三角波発生器１３の
入力電圧ｅ１０３をリミットすることにより第２図の機
能を実現する。
図の破線で示すｆの曲線を近似し、函数発生器３２は、
函数発生器３１の反転信号を使って三角波発生器１３の
入力電圧ｅ１０３をリミットすることにより第２図の機
能を実現する。
さらに、第８図に示すように第２図を変形することも可
能である。即ち、第２図は、積分回路入力電圧ｅ１ｏ
ｓをリミットする方式を採用したが、第８図では、電圧
ｅｌｏ１の極性により駆動回路３３によりスイッチ３４
を駆動し、直接電圧ｅｌ−ｅ２とｅ２を積分回路入力電
圧としても作用は同じである。
能である。即ち、第２図は、積分回路入力電圧ｅ１ｏ
ｓをリミットする方式を採用したが、第８図では、電圧
ｅｌｏ１の極性により駆動回路３３によりスイッチ３４
を駆動し、直接電圧ｅｌ−ｅ２とｅ２を積分回路入力電
圧としても作用は同じである。
［発明の効果］
以上述べたように本発明によれば、チョッパ回路の変調
用三角波を、変調率に従って、負荷のリップル電流の振
幅がほぼ一定になるよう制御することにより、リアクト
ルやチョッパ用素子の電流定格を最少限に制限すると同
時に、総合損失が増加する範囲でスイッチング周波数を
下げることによりチョッパ回路の損失を低減することに
より特に“２乗てい減負荷トルク”の可変速に応用する
ことにより、経済的で小形高効率にパルス幅変調制御を
行うことが可能なチョッパ制御回路が提供できる。
用三角波を、変調率に従って、負荷のリップル電流の振
幅がほぼ一定になるよう制御することにより、リアクト
ルやチョッパ用素子の電流定格を最少限に制限すると同
時に、総合損失が増加する範囲でスイッチング周波数を
下げることによりチョッパ回路の損失を低減することに
より特に“２乗てい減負荷トルク”の可変速に応用する
ことにより、経済的で小形高効率にパルス幅変調制御を
行うことが可能なチョッパ制御回路が提供できる。
第１図は本発明が適用されるチョッパ主回路及びチョッ
パ制御回路の回路図、第２図は本発明の一実施例にかか
るチョッパ制御回路の要部を示す回路図、第３図及び第
４図は夫々同実施例の作用を説明するための図、第５図
は変調率と周波数、時間との関係を示す特性図、第６図
乃至第８図は夫々本発明の他の実施例を示す回路図、第
９図及び第１０図は夫々従来例における損失を説明する
ための図である。 １・・・直流電源、２・・・トランジスタ、３・・・リ
アクトル、４・・・コンデンサ、５・・・ダイオード、
６・・・ブリッジ、７・・・電動機、１１・・・比較器
、１２・・・増幅器、１３・・・三角波発生器、１４・
・・比較器、１５・・・駆動回路、２０・・・電圧検出
器、２１・・・電圧検出器、２２．２３・・・ダイオー
ド、３１．３２・・・函数発生器、３３・・・駆動回路
、３４・・・スイッチ。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 第５図 −二 第７図 第８図 第９図 第１０図 （インノＶ−タフ１Ｖ恢豐ζ）
パ制御回路の回路図、第２図は本発明の一実施例にかか
るチョッパ制御回路の要部を示す回路図、第３図及び第
４図は夫々同実施例の作用を説明するための図、第５図
は変調率と周波数、時間との関係を示す特性図、第６図
乃至第８図は夫々本発明の他の実施例を示す回路図、第
９図及び第１０図は夫々従来例における損失を説明する
ための図である。 １・・・直流電源、２・・・トランジスタ、３・・・リ
アクトル、４・・・コンデンサ、５・・・ダイオード、
６・・・ブリッジ、７・・・電動機、１１・・・比較器
、１２・・・増幅器、１３・・・三角波発生器、１４・
・・比較器、１５・・・駆動回路、２０・・・電圧検出
器、２１・・・電圧検出器、２２．２３・・・ダイオー
ド、３１．３２・・・函数発生器、３３・・・駆動回路
、３４・・・スイッチ。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 第５図 −二 第７図 第８図 第９図 第１０図 （インノＶ−タフ１Ｖ恢豐ζ）
Claims (4)
- （１）変調三角波と制御電圧とを比較し該比較信号によ
りチョッパ主回路をパルス幅変調制御するチョッパ制御
回路において、上記変調三角波の周波数を上記制御電圧
に関連した変調率に基づいて制御する手段を具備したこ
とを特徴とするチョッパ制御回路。 - （２）変調三角波の制御は、一方の半波の傾斜を上記制
御電圧と負荷側電圧との差に関連させて制御すると共に
他方の半波の傾斜を負荷電圧に関連させて制御すること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のチョッパ
制御回路。 - （３）制御電圧及び電源電圧は、制御電圧は負荷電圧と
し電源電圧は一定値であることを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のチョッパ制御回路。 - （４）変調三角波は、その制御される周波数が制限され
てなることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のチ
ョッパ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6693085A JPS61227663A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | チヨツパ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6693085A JPS61227663A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | チヨツパ制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61227663A true JPS61227663A (ja) | 1986-10-09 |
Family
ID=13330194
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6693085A Pending JPS61227663A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | チヨツパ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61227663A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0357313A (ja) * | 1989-07-26 | 1991-03-12 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍ制御方式 |
-
1985
- 1985-03-30 JP JP6693085A patent/JPS61227663A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0357313A (ja) * | 1989-07-26 | 1991-03-12 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍ制御方式 |
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