JPS61193544A - 電気回路網を介したデータ伝送用の広帯域伝送方法及びシステム - Google Patents

電気回路網を介したデータ伝送用の広帯域伝送方法及びシステム

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JPS61193544A
JPS61193544A JP61030618A JP3061886A JPS61193544A JP S61193544 A JPS61193544 A JP S61193544A JP 61030618 A JP61030618 A JP 61030618A JP 3061886 A JP3061886 A JP 3061886A JP S61193544 A JPS61193544 A JP S61193544A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電気分散回路網を使いて特にデータ伝送のた
めの広帯域伝送方法に関し、より詳細には低電圧回路網
に関する。
従来の技術 本発明は、遠隔メータの読取りが可能な方法で、それぞ
れのアパートや住居に割り当てられた電気や他のサービ
スのメータの読取りの中央点に自動的に伝送する特定の
、しかし非専有の領域に使用される。
メータの自動的な読取りを中央化することから得られる
明らかな利点に加えて、伝送経路として回路網を使用す
ると中央点と分散されようとするメータとの間で特別な
伝送リンクが可能になる。
しかし伝送特性の不確定性や歪及び雑音の存在によって
、回路網を信頼性のあるデータ伝送をするために使用す
ることは難しい。
実際、分散回路網の特性を調査してみると周波数の関数
として減衰量が変化し、ある周波数では伝送が著しく悪
化し、そのような変化は回路網ごとに異なる。
雑音には数種類がある。ある雑音は誘導性負荷のスイッ
チング作用から生ずる固定周波数信号である。これはイ
ンパルス雑音であり、この振幅は比較的大きい。第２の
雑音源は回路の周波数の高調波で生じるが、これらの雑
音は２．３　ＫＨｚ以上で大きく減衰する。
ガウス分布をもつ雑音もあり、この雑音の振幅は、例と
して、１００ＫＨｚを中心として５０Ｈｚの周波数幅に
渡って１ｍＶのオーダである。テレビやインクコムによ
って生じる信号のように、注入される揺らぎ信号もある
。
そのような状況のもとて伝送の安全性を改善するために
、広帯域伝送が提案されている。そのような伝送方法は
フランス特許出願第２，３９１．５８５号に記載されて
いる。
より一般的には、伝送の安全性を増大し排除性を判読す
る目的で広帯域伝送を行えるように、特定のデータ符号
化方法や復号化方法を使用することが知られている。
発明の要約 本発明は、第１の特徴として、広帯域データ伝送方法で
あって、幾つかの値のうちの１つを取り出す情報要素か
ら成るワードの形態で示すデータを送ることに関し、特
に次の方法によるものに関する。
（１）　　伝送時に、送信情報素子がそれぞれ一連の異
なる幾つかの所定の符号化周波数で符号化され、特定の
周波数組合せがそれぞれの情報素子値に関連していて、
その周波数から成る信号が伝送される。
（２）受信時に、受信信号が復調器に人力されて、実質
的に一定の周波数シフトを有して前記の特定の周波数組
合せを再現する生成信号と相関関係を示す。情報素子の
値は相関関係出力の機能として決定される。
本発明の目的は、伝送の信頼性及び受信時の検出を増大
させる方法を提供することである。
この目的は前述のタイプの方法で達成され、本発明によ
り次のように説明される。
（１）伝送時に、特定の符号化周波数が互いに離れた少
なくとも２つの異なる周波数帯域に分割される。その特
定の符号化組合せは、組合せ内の同じ連続位置にある周
波数が異なる周波数帯域を占めるように選ばれている。
（２）受信時に、復調器がそれぞれ前記の周波数帯域の
１つに割り当てられている。
互いに離れているように符号化周波数を幾つかの帯域に
分割することで周波数の関数として伝送経路の減衰変化
に対する伝送感度が減少し、伝送の信頼性が改善される
。
特定の１つの周波数帯域に与えられた、それぞれの復調
器についての別の配置では、対応する通過帯域フィルタ
がその入力に割り当てられる。このように、各々の復調
器は、伝送用に選択された帯域に関して制限された帯域
内にある受信信号成分のみを選択する。
検出の質は、特定の周波数帯域に対してそれぞれの復調
器を制限することから生じるだけでなく、同じ場所を連
続する符号化周波数に位置づける周波数が異なる帯域に
配置されていることからも生じる。このように、所定の
連続位置に対して、情報要素の値に依存する特定の復調
器で検出が行なわれる。この値は、連続位置の異なる復
調器から得られる出力情報と組合せて検索される。
このように、伝送情報がバイナリ情報要素（ビット）か
ら構成される数字語であるような通常な場合に、低ピッ
）　（０）が所定の連続Ｎ符号化周波数ｆ１からｆＮに
よって符号化され、高ビット（１）がこれらのＮ個の別
の所定の連続周波数によって符号化される。符号化周波
数は互いに異なっていて、互いに離れているように２つ
の帯域に分割される。１とＮ　（Ｎを含む）との間の数
の値が何であろうとも、符号化はＯビットの符号化組合
せのｎ番目の周波数及び１ビット符号化組合せのｎ番目
の周波数が同じ帯域を占めないように行なわれる。受信
時に、符号化周波数を分割している２つの帯域にそれぞ
れ割り当てられている２つの復調器を使用する。発生信
号は、実質的に一定の周波数シフトで、２つの符号化周
波数組合せを再生する。２つの帯域の一方を占める信号
成分が復調器の１つに加えられ、他方の帯域を占める他
の成分が他の復調器に加えられる。周波数シフト広帯域
伝送システムに使用される既知のデコーダと対照的に、
ビット０及びビット１にそれぞれ専用な復調器が存在し
ない。
すでに記述したように、本発明による方法は、少なくと
も１台の送信器と１台の受信器との間で、電気分散回路
網を通じて情報伝送を特に目的とするものである。この
場合、トリガ信号が回路網上に伝送され、情報信号がそ
のトリガ信号の検出に応答してその送信器によって回路
網に出力される。
伝送が幾台かの送信器と１台の受信器との間で行なわれ
る場合に、トリガ信号がそれぞれの送信。
器によって検出され、情報信号が、そのトリガ信号を検
出した後、それぞれの送信器に固有な所定の遅れの後そ
れぞれの送信器によって出力されることは好都合である
。
他の特徴によれば、本発明の目的は上記の方法を実施す
るための伝送システムを提供することである。
この目的は、次のようなものを備える伝送システムによ
って行なわれる。
（１）　　少なくとも１つの放出部が伝送すべき情報要
素の値の関数として所定の連続符号化周波数を発生する
周波数発生器を有していること。
（２）受信器が周波数発生器と復調手段とを有していて
、この周波数発生器は、実質的に一定の周波数シフトを
有して、前記の所定の連続を再現する信号を発生し、こ
の復調手段に受信器による受信信号及び発生信号が与え
られて、受信信号に対応する情報素子の値を決定するこ
と。本発明によるシステムは次のように説明される。
（ａ）　　符号化周波数が互いに離れて存在する少なく
とも２つの異なる帯域に分割され、周波数発生器は、同
じ連続場所に位置付ける周波数が異なる周波数帯域に存
在するような符号化組合せを与えるように配置すること
である。
山）　復調手段は複数の復調器と複数の帯域通過フィル
タを備えていて、この復調器は、上記周波数帯域の１つ
にそれぞれ割り当てられていて、このフィルタは、共通
の入力間でブランチに接続されている。この共通入力に
は復調信号及び異なる復調器がそれぞれ加えられている
。論理回路が異なる復調器の出力に接続されていて、そ
の復調器の連続する出力信号の関数として受信信号の値
を決定する。
少なくとも１台の送信器と１台の受信器との間の回路網
を介して情報伝送に適用する場合に、受信器は、その回
路網にトリガ信号出力を有する回路を備える。送信器は
それぞれトリガ信号検出回路を備えていて、そのトリガ
信号の検出に応答して情報信号伝送を引き起こす。
システムトリガは、例えば中位電圧回路網に配置された
別の伝送装置によって与えられ、そして低電圧回路網に
接続された複数のシステムをトリガすることによって与
えられると理解されるだろう。そのような装置は、中央
遠隔制御のような現在の技術を使用することで与えられ
る。この場合、低圧回路網で伝送するためのシステム受
信器は、トリガ信号を受信するか又は検出するための手
段と共に与えられ、システムトリガの瞬間が決定される
。
複数の送信器と１台の受信器との間に伝送を行うために
、送信器はそれぞれトリガ信号検出回路に接続された遅
延回路を備えていて、トリガ信号を検出した後、その送
信器に特有な所定の遅延を有する情報信号伝送を引き起
こす。
本発明による方法及び装置の他の特徴や利点は、制限し
ないものとして実施例及び添付図面を参照して理解され
るであろう。
実施例 第１図の伝送システムは、複数の同一の送信器１０と単
一の受信器２０との間の低圧回路網を用いて情報伝送す
るものである。この送信器１０及び受信器２０は、それ
ぞれ線導体Ｐ及び中性導体Ｎに接続されている。送信器
１０は、それぞれ、例えばアパートや住宅に取り付けら
れている電気メータ、水量メータ、ガスメータなどのよ
うなメ−夕に関連付けられていている。受信器２０は、
例えば送信器を関連付けているアパートや住宅に供給す
る低電圧変圧器を有する場所に設置される。
送信器１０は、一般的な例としてメータ（図示せず）の
読取り値のように伝送される情報を記憶するレジスタ１
１を備えている。この情報は数ビットから成るデジタル
ワードである。
周波数合成順序回路１２はビットを受は取って伝送し、
そしてそのビットを所定の順序の符号化周波数から成る
信号に変更する。第１の所定の周波数組合が低いピッ）
　（０）を符号化するために使用され、第２の所定の周
波数組合が高いビット（１）を符号化するために使用さ
れる。このように、１ビツトごとに対して、回路１２で
生じる信号は一連の周波数バーストから成っていて、そ
の周波数はビットの伝送中周期的に段階的に変わる。
このバーストはクロック１３を周波数分割して生じたも
のである。ビット符号化に使用する連続周波数値の一例
を第２図に示す、この例では、導体Ｐ上において連続す
る線信号の２周期間に、０ビツト及び１ビツトが連続的
に伝送される。この信号の振幅変化を第２図に示す。こ
の図からそれぞれのビット符号の開始部分が回路網のゼ
ロクロスに同期化されることが理解されよう。
回路１２で生じるバーストを信号注入器１４が用いて、
２ケ所の接続部に沿う低電圧回路網上の信号を線導体Ｐ
及び中性導体Ｎに注入する。
回路１７がレジスタ１１と回路１２との間に配置されて
いて冗長ビットを符号に加えている。この付加を行うこ
とで整合復号器を使用して受信器での誤りビットの検出
が可能になる。あらゆる既知の符号化方法を回路１７に
用いることが可能である。
レジスタ１１のビットの読取、回路１７によるデータ符
号化、及び回路１２の動作は、第１に回路網から得られ
る電圧と第２にクロック１３からの信号とから同期制御
回路１５の生ずる同期信号によって制御される。
トリガ信号検出回路１６の入力が回路網に接続されてい
て、集中遠隔制御システムの場合には標準電圧で中央点
か又は受信器２０かのいずれかから回路網を伝わって送
られてくるトリガ信号を検出する。トリガ信号を検出す
ると、回路１６は符号化情報信号の伝送を開始する。
複数の送信器は回路網に接続されていて、送信器の回路
１６はその送信器に特有な遅れを与える遅延回路を備え
ている。その結果具なる送信器からの伝送でトリガ信号
伝送が所定の順序で追従する。
受信器２０は入力が導体Ｎ及びＰに接続されている入力
回路２１を備えている。回路２１を通ってフィルタされ
増幅された後、受信された情報信号は２つの復調器２２
．２３に並列に加えられている。これらの復調器の出力
はビット復号器２４に接続されている。
復調器２２．２３は互いに９０’位相の異なる信号及び
周波数合成順序回路２５．２６の出力を受けている。
本発明の特徴は、伝送に使用される符号化周波数がこの
例において互いに離れて位置する２つの周波数帯域に平
等に分割されていることであり、そしてＯ及び１ビツト
を符号化するのに使用されるＮ個の周波数の組合せで、
１とＮとの間の値が何でろうともＮ番目の周波数が同じ
帯域から選択されないことである。この特徴は第２図の
例から明らかである。この図によれば、上方帯域と下方
帯域とに平等に分割された８個の符号化周波数ｆｌから
ｆ８を用いている。本発明の別の特徴は、復調器２２．
２３がそれぞれ周波数帯域のいずれかに関連付けられて
いることである。このように、もし復調器２２が上方帯
域に関連付けられているならば、回路２５から９０’位
相の異なる２つの信号を受は取る。この信号は、一定の
周波数シフトで０及びｌビットを符号化するのに使用す
る順に上方帯域のＮ／２個の符号化周波数を生成する。
同様に復調器２３は９００位相の異なる２つの信号を受
は取る。この信号は、一定の周波数シフトでＯ及び１ビ
ツトを符号化するのに使用する順に下方帯域のＮ／２個
の符号化周波数を生成する。
上方帯域にあろうと下方帯域にあろうともｌビットを符
号化するために′周波数を伝送する時間間隔Ｔ／Ｎは、
０ビツトを符号化するために同じ周波数を伝送する時間
間隔に遅れもしないし先行もしないように第２図に示さ
れる例のように、ビ・ノド０及び１の符号化周波数の連
続を選んでいる。
このように、受信器と送信器との間に一時的な同期のす
べりが存在するときに、１ビ・ノド符号と０ビット符号
との間のエイリアシングが最小となる。
以後に詳細に説明するように、一定の周波数シフト及び
９０°の位相差を有する２つの発生信号を合わせて使用
すると、単一側波帯を有する中間周波数検波が可能であ
る。
回路２５．２６で発生する信号は波形であり、その周波
数は伝送中に使用される周期と同じ周期でステップ状に
変化する。この信号はクロック２７を周波数分割して発
生される。
回路２５．２６の動作は、一方では回路網から得られた
信号に応答して、他方ではクロック２７からの信号に応
答して同期制御回路２８の同期信号出力で制御される。
トリガ送信受信回路２９が導体Ｎ、Ｐに接続されていて
、トリガ信号自体を伝送するか又は中央点（例えば、遠
隔制御センタから制御される平均電位システムを介して
）から伝送されるシステムトリガ命令を受は取る。
第１図の伝送システムの送信器１０及び受信器２０を構
成する各種回路を第３図から第１２図を参照してより詳
細に説明する。
第３図は送信器の同期回路を示す。受信時の信号相関に
は周波数情報だけでなくタイミング情報が必要である。
それ故、送信器１０は全て受信器２０に同期させなけれ
ばならない。同期は、回路電圧のゼロクロスを検出する
ことで得られる。この目的に対して、回路１５には前置
フィルタ１４９を介して導体Ｎ、Ｐにそれぞれ接続され
ている２人力がある。この前置フィルタは、例に示され
ているように信号注入器１４内に配置されている帯域通
過フィルタであり、回路網の高調波（５０Ｈｚ又は６０
Ｈｚ）及び送信−受信信号を減衰させる。
前置フィルタ１４９の出力信号はゼロクロス検出器１５
１に入力され、この検出器はゼロクロスを検出して回路
網周波数の方形波論理信号を与える。遷移の遅いことに
関連する問題を考慮するときは、検出器１５１にヒステ
リシス（例えば、シュミットトリガ）を持たせてゼロレ
ベル付近のノイズで生じるジッタを抑圧することが望ま
しい。
検出器１５１の出力は位相感知検出器１５２の一方の入
力に入力され、この検出器１５２の他方の入力にはＮ周
波数分割器１５４の出力に接続されている。位相感知検
出器１５２の２つの出力には帰還符号化回路１５５が接
続されている。信号が、検出器１５２の受信した信号間
の位相差の方向により、その検出器の出力のうちいずれ
かに出力される。このとき検出器１５２は、この位相差
の関数である振幅を有する。回路１５５は検出器１５２
からの信号をデジタル帰還符号に変換する。
この符号によって、クロック１３と周波数分割器１５４
とに接続されたプログラマブル周波数分割器１５３の分
割係数が固定されている。回路１５２．１５３．１５４
．１５５で位相同期ループ（ＰＬＬ）を構成していて、
ＰＬＬのクロックは送信器のクロック１３で与えられて
いる。そのようなＰＬＬの形態及び機能は周知であるの
でここでは詳細は説明しない。
分割器１５４の分割係数Ｎは一定であり、回路網時間の
間Ｏビット又は１ビツトのそれぞれに対して符号化組合
せを与えるのに使用される周波数の数に等しい。
分割器１５４は底Ｎのカウンタであって、段階デジタル
係数Ｃ８を与える。このＣ８は、回路網周期の間連続的
に値０からＮ−１をとり、次の周期の開始時に０に戻る
。段階係数ＣＳは回路１２に使用されていて、周波数段
階ごとに時間間隔を定めている。更に、分割器１５４は
、他のシステム要素で使用するビット周波数信号ＨＢ（
ビットクロツタ）を与えていて、ビット復号化に同期さ
れなければならない事象を制御する。
ＰＬＬを使用することで、回路網の名目上の値の変化に
かかわらず、同期信号の周波数が回路網の信号に効果的
に追従できる。精度をよくするためには、２次のＰＬＬ
を使用することが望ましい。
第４図は周波数合成順序回路１２を示している。
伝送するビットは、それぞれ例えば８個の周波数のよう
に、連続するＮ個の所定の符号化周波数で符号化される
。符号化周波数は、クロック１３と出力信号符号器１２
３との間に接続されたプログラマブル分割器１２１によ
りクロック１３を周波数分割することで発生する。
分割器１２１の分割係数は組合せ論理回路１２２で与え
られる。この回路１２２は、一方で符号化されるビット
を受は取り、他方で上記で説明した同期制御回路１５で
与えられる段階係数を受は取っている。符号化ビットは
レジスタ１１から、又はデータ符号器ｌｆを備えていれ
ばこの符号器１７からビット速度で読み取られる。
組合せ論理回路１２２は、回路網周期内の時間隔を定め
る段階係数を符号化されるビットの所定の関数である分
割係数に変換される。このように、一連のバーストが分
割器１２２から出力され、その周波数は同期回路で定め
られる段階と同期する回路網周期内で変化する。
図示の例では、回路１２２で与えられるデジタルワード
は、伝送ビットと段階ビットを示すデジタルワードとの
所定の論理組合せである。又は、アドレスの一部として
段階係数と伝送ビ・７トとを使用して読み取り専用メモ
リ　（ＲＯＭ）から分割器１２１に与えられる係数を読
んでもよい。
後述する信号注入器１４と共に有益な出力信号符号器１
２３を構成する方法が第５図に示されている。
出力信号符号器１２３は２分割するためにそれぞれ配置
された３個の直列に配列されたフリップフロップ１２３
１．１２３２．１２３３を備えている。このフリップフ
ロップは、それぞれ受信信号の立下りエツジでクロック
されている。分割器１２１の出力信号の周波数は、フリ
ップフロップ１２３１で２分割され、フリップフロップ
１２３２で再び２分割され、そして最後にフリップフロ
ップ１２３３で２分割される。波形（ａ）、中）、ＩＣ
）はフィリップフロップ１２３１．１２３２．１２３３
のＱ出力信号をそれぞれ示す。フリップフロップ１２３
２のＱ出力信号は、第４のフリップフロップ１２３４の
データ人力り及び２人力ＡＮＤゲート１２３５の一方の
入力にそれぞれ接続されている。分割器１２１の出力は
フリップフロップ１２３４のクロック人力Ｃｋに接続さ
れていて、その逆出力ｉはゲート１２３５の第２の入力
端子に接続されていて、単安定回路を形成している。波
形（ｄｌ、及び（ｅｌはフリップフロップ１２３４のＱ
出力信号及びゲー）１２３５の出力をそれぞれ示す。フ
リップフロップ１２３３のＱ出力は、フリップフロップ
Ｉ２３１のＱ出力が制御するスイッチ１２３６を介して
符号器１２３の第１の出力ｆｓｂに接続されている。フ
リップフロップ１２３３のＱ出力は、ゲート１２３５の
出力が制御するスイッチ１２３７を介して符号器１２３
の第２の出力ｍｓｂに接続されている。以後に説明する
ように、ｌｓｂ及びｍｓｂ出力の信号は、信号注入器１
４のデジタル−アナログ変換器に加えられていて、サイ
ン波に近似する段階上の信号（第５図の曲線（ｆ））を
与える。その信号の基本周波数は分割器１２１の出力の
周波数の８分の１である。この例では、それぞれのビッ
トを符号化するのに使用する異なる周波数の数Ｎが８で
ある。８以外の数を用いることも可能である。例として
、マスククロツタの周波数を４．１９４ＭＨｚ　　（約
２２２）とし、符号器１２３で使用される８分割によ、
て回路１２の出力で分割器１２１の分割係数を６．７．
８．９．１０．１１，１２．１３とすれば、ｆｌからｒ
８までの周波数はそれぞれ８７．４ｋＨｚ　、７４．９
ｋｌｌｚ　、６５．５ｋＨｚ　、５８．２ｋＨｚ　、　
５２．４ｋＨｚ　、　４７．６ｋＨｚ　、　４３．７ｋ
）ｌｚ　。
４０、３　ｋＨｚである。
符号器１２３の出力１ｓｂ及びｍｓｂの３状態の信号は
信号注入器１４の入力に加えられていて（第６図）、ラ
ダー抵抗から成るデジタル−アナログ変換器１４１で合
成され第５図の曲線（ｆ）で示されるサイン波状の段階
信号を生ずる。
変換器１４１の出力信号が線形増幅器１４２に入力され
ている。この増幅器には、符号化周波数成分のうちの最
高周波数成分以上の遮断周波数を有する帯域フィルタが
備わっており、変換器１２１の出力での鋭い不連続点を
滑らかにする。この増幅器１２２は、平均５０から２５
０ｍｗ程度の電力を与えるように配置されていて回路網
を励起する。
整流子１４３が増幅器１４２の出力に接続されていて、
検出回路１６が与える保持／可能化信号によって制御さ
れトリガ信号に応答してスイッチ１４３を閉じる。非伝
送モードでは、スイッチ１４３は使用周波数帯域の電気
回路網に対して高インピーダンスになる。このように、
別の送信器の信号注入器が伝送し、且つ、同じ低電圧回
路網に送られる信号は減衰しない。対照的に、伝送モー
ドでは、スイッチ１４３は閉じていて、回路網は低イン
ピーダンス特性を示すけれども、増幅器１４２の出力が
低インピーダンスなので適切な電圧（例えば１ボルト）
を確実に注入できる。インピーダンス交換器１４４がス
イッチ１４３と電気回路網との間に配置されｔいる。−
次側がスイッチ出力と送信器のグランドとの間に接続さ
れている。二次側が一次側より巻線回数が少なく、−次
側と絶縁されていて中性導体Ｎと線導体Ｐとの間でコン
デンサＣと直列に接続されている。コンデンサＣによっ
て回路網周波数で電力信号が大いに減衰されて交換器１
４４を介して増幅器１４２が害されないようにしている
。さらに、コンデンサＣは高周波で低インピーダンスに
なり回路網へ送信器出力の結合が低損失となる。
送信器１０は電源回路（図示せず）を備えており、この
電源回路は送信回路が動作するのに必要な電源電圧を供
給するように設計されている。
受信器１０の受信器入力同期回路を示す第７図を参照さ
れたい。
入力回路２１は差動増幅器回路２１１を備えており、こ
の増幅器回路２１１は導体Ｐと差動増幅器Ａ、の反転入
力との間に接続されている抵抗Ｒ３、及びＮ導体と増幅
器Ａ１の非反転端子との間に直列に接続された抵抗Ｒ２
を有している。増幅器Ａ。
の出力は、抵抗Ｒ３を介して反転入力に接続されている
。抵抗Ｒ４が非反転入力端子とグランドＭＦとの間に接
続されている。
差動増幅器回路２１１の出力が帯域通過フィルタ２１２
に接続されている。このフィルタ２１２は回路網の低周
波数成分（主に回路網周波数及びその高周波）を減衰し
、そして使用する最高の符号化周波数（例えば、約１０
０ｋＨｚ　）以上の上部帯域を制限している。
フィルタ２１２の出力が利得制御増幅器２１３に入力さ
れている。ピーク検出器２１４がその増幅器の出力と他
の入力との間に接続されている。
このように、回路網電圧に重畳された信号が使用周波数
帯域で減衰変化で変化すると、増幅器の飽和は、結果と
して生じる歪や不要な周波数混合と共に、避けることが
できる。自動利得制御増幅器は、検出するのに必要な最
小振幅以下にならないような出力信号を与える。
第７図は同期回路２８も示す。この回路は送信器回路１
５に似ていて回路網電圧を使用している。
差動増幅器回路２１１の出力信号は低周波通過フィルタ
２１５によってフィルタされて回路網周波数を認知し、
ゼロクロスを検出する回路２８１によって波形成形し、
そして回路網周波数矩形波論理信号を与える。検出器２
８１の出力はＰＬＬに接続されている。このＰＬＬは位
相検出器２８２、帰還符号化回路２８５、プログラマブ
ル周波数分割器２８３、及びＮ周波数分割器２８４から
構成されている。このＰＬＬは前述した回路１５の要素
１５２．１５３．１５４、ｉｓｓによって構成されるＰ
ＬＬと同じように動作し、受信器クロック２７を使用し
ている。クロック周波数分割による周波数の精度をあげ
て実質的に一定の中間周波数を有する受信情報を復調す
るために、このクロックは送信器クロック１３より周波
数が大きい方が望ましい。更に、プロクラマブル分割器
２８３は送信回路１５の分割器１５３よりも多い段数か
ら成っている。他の点では、送信ＰＬＬと受信ＰＬＬと
は帰還符号化回路で明確にされた同じ特性を有しており
、送信器及び受信器は回路網周波数変化に独立して同期
される。
−同期回路２８は、デジタル段階係数ＣＳ及びビット速
度信号ＨＢを同じ方法で送信回路１５に与える。更に、
この回路２８は、分割器２８３の出力から得られ、且つ
、復調器フィルタ素子２２．２３をゼロにリセットする
ために段階周波数信号ＦＳを与える。
周波数合成順序回路２５．２６は、受信信号を復号する
ために必要な周波数を復調器に供給する。
この回路２５．２６は送信器の対応する回路１２に類似
している。図８には回路２５又２６の一方、例えば回路
２５が示されている。
プロクラマブル周波数分割器はクロック２７からの信号
を受信し、回路２８から受信した段階係数ＣＳの関数と
して組合せ論理回路２５２で与えられる係数でその周波
数を分割する。送信器周波数合成器論理回路１２２とは
反対に、論理回路２５２は段階係数に加えられるビット
を受信しない。分割器２５１の出力信号は出力符号化回
路２５３によって位相が９００互いに異なるＳＩＮ及び
ＣＯ３の２信号に変換され、回路２５に関連付けられて
いる復号器２２に接続される。
第９図に見られるように、出力符号化回路２５３゛は２
つのフリップフロップ２３５１．２３５２を備えており
、２で分割されるように直列に接続されている。このフ
リップフロップは、それぞれ受信信号の立下りエツジで
トリガされる。フリップフロップ２３５２の出力Ｑには
信号ＣＯ８が存在しており、このＣＯ３の周波数は分割
器２５１の出力信号の４分の１に等しい。第３のフリッ
プフロップはフリップフロップ２５３１の出力Ｑの立上
りエツジでトリガされ、データ人力りでＣＯ８信号を受
信する。フリップフロップ２５３３のＱ出力は信号ＳＩ
Ｎを与える。このＳＩＮはＣＯ８信号と９０”位相が異
なるが周波数が同じである。
フリップフロップのＱ出力状態を第９図の波形（ａ）、
（ｂ）、（Ｃ）で示す。
本発明の特徴は、伝送符号化ビットの周波数ｆ１からｆ
Ｎが明確に２つの帯域、すなわちｆｌからｔ（Ｎ／　２
　）までとｆ（（Ｎ／２）＋１）からｆＮとに分割され
ることである。ビット０及び１を符号化する２つの周波
数組合せにおいて、同じ順序位置にランクする周波数が
同じ帯域を占有しないように選ばれる。更に、１ビツト
を符号化する組合せのｎ番目の位置に一周波数を用いる
と、θビットを符号化する組合せにおいて（ｎ−１）番
目又は（ｎ＋１）番目の順序位置で同じ周波数の使用を
回避している（第２図参照）。
受信器で生じた周波数ｆ’ｌからｆ’Ｎは送信器で使用
される周波数ｆ１からｆＮの値に関して実質的な定数の
量ｆｌだけ値をシフトしている。
本発明の他の特徴は、受信器の復調器２２．２３は、周
波数ｆ’ｌからｆ’（Ｎ／２）までの上方帯域に、そし
て周波数ｆ’（（Ｎ／２）＋１）からｆ’Ｎまでの下方
帯域にそれぞれ割り当てられている。
更に、周波数合成回路は復調器２２に関連付けされてい
て、上方帯域ｆ’ｌからｆ’（Ｎ／２）までのＮ／２周
波数から選択された連続のＮ周波数を発生するように配
置されている。この連続のうちのｎ番目の周波数は、ｆ
Ｉシフトは別として、１ビット符号化組合せのｎ番目の
周波数ｆｎｌか又はｆｎｌ又はｆｎｏにより、且つ、上
部帯域（これらのうちの一つのみが必要）においてθビ
ット符号化繊合せのｎ番目の周波数ｆｎｏかに相当する
。同様に、復号器２３に関連する周波数合成回路２６は
Ｎ／２下方帯域周波数ｒ’（（Ｎ／２）＋１）からｆ’
Ｎまで選択された連続のＮ周波数を生じる。
この連続のｎ番目の周波数は、ｆＩシストは別として、
１ビット符号組合せのｎ番目の周波数ｆｎＬか又はｆｎ
ｌかｆｎｏにより且つ下方帯域において０ビット符号組
合せのｎ番目の周波数ｆｎＯかに相当する。例として、
もし、前述の例において、符号化が８７．４ｋＨｚから
４０．３　ｋＨｚまでｆｌかｆ８まで８個の周波数によ
り、しかもクロック２７の周波数が１８ＭＨｚに等しい
ならば、回路２５のプログラム分割器２５１に使用する
分割係数は５５．６５．７５．８５であり、回路２６の
対応するプロクラマブル分割器に使用する分割係数は９
６．１０７．１１８．１２９である。ＳＩＮ及びＣＯＳ
を生じる出力符号化回路で４分割がされるならば、受信
器で生じる周波数の値は、上方帯域では、ｆ’　１　＝
８１．８ｋＨｚ　、　　ｆ’　２＝６９．２ｋＨｚ　、
　ｆ’３＝６０．０ｋｌｌｚ　、　　ｆ　’　４　＝５
２．９ｋＨｚであり、下方帯域では、ｆ　’　５　＝　
４６．９　ｋｌｌｚ　、　ｆ　’　６　＝　４２．１　
ｋｌｌｚ、ｆ’　？＝３８．１ｋＨｚ　、　ｆ’８　＝
３４．９ｋＨｚである。
それ故、中間周波数ｆＩは実質的に定数値を有し、平均
で５．５４ｋＨｚに等しい。
復調器２２と２３とは類似しているので、復調器２２の
みを図１０を参照して説明する。
帯域通過フィルタ２２１は復調器２２の入力に接続され
ていて入力回路２１の増幅器２１３の出力信号を受信す
る。このフィルタは、復調器に割り当てられた帯域外の
全ての周波数を減衰するように動作する。
フィルタ２２１の出力が並列になっていてそれぞれアナ
ログマルチプライヤ２２２．２２３に接続されている。
これらのマルチプライヤ２２２．２２３はそれぞれ低域
通過フィルタ２２４．２２５に直列接続されている。マ
ルチプライヤは、更に、回路２５で生じたＳＩＮ及びＣ
Ｏ３信号をそれぞれ受けとる。フィルタ２２４及び２２
５の出力は、フィルタ２２４．２２５の出力の位相をそ
れぞれ＋４５°及び−４５°変える位相器２２７ａ、２
２７ｂによって９０°位相差を生じた後、加算器２２６
によって結合される。
発生信号と受信信号との乗算は周波数を移動するために
行うものであり、信号が中間周波数ｆｔで回復される。
マルチプライヤを１個使用すると両側波帯が生じ、一方
が有用で求めようとしている信号を示し、他方は雑音を
示す。この理由のため、既知の方法で独立にマルチプラ
イヤチャンネルが２つ使用されていて、側波帯を１つ検
出する。
チャンネルは直角位相の信号を受は取り、９０゜の位相
差を２チャンネル間に生じさせてからその混合周波数を
加算している。
加算器２２６の出力が中間周波数ｆｌを中心とする帯域
通過フィルタ２２８に入力される。このフィルタ２２８
は直列接続された２次段の幾つかとピーク検出器２２９
に接続する出力段とから成っている。ピーク検出器２２
９の出力レベルは求めている信号の周波数で検出したエ
ネルギを示す。
フィルタ２２８　（そのうちの１つを第１０図に詳細に
示す）の各段２２８０は、ＬＣタイプの並列共振８回路
２２８１で構成されており、この回路２２８１はその段
に印加される入力電圧で制御される電流発生器２２８２
によって励起される。異なる特性を有する幾つか（ｋ）
の段を直列に配置することでオーダ２にのフィルタが最
適に実現され、必要とする帯域を通過させ、且つ、帯域
外の信号を著しく減衰させる。
スイッチ２２８３が各段の共振回路２２８１と並列に接
続されていて、周波数段階速度（信号ＦＳは回路２８で
与えられる）でフィルタ２２８の出力、がゼロにリセッ
トされる。このように、それぞれの新しい周波数で、最
後の共振状態がクリアされ、周波数段階の間エネルギが
受は取られる。
このように、ビット復号器２４による検出は、それぞれ
の段階で、以前の状態と独立である。
このように、ピーク検出回路２２９がジャンプの度にゼ
ロにリセットされ、この検出器２２９の標本制御入力は
、周波数段階速度を与える信号ＦＳを遅らせることによ
って、段階周期の中央付近でのみ可能化される。フィル
タ段が無視できない出力雑音を与えるときに、フィルタ
リセットの直後にフィルタ２２８の共振回路出力レベル
を険知することがこのようにして避けられる。故に、解
析窓が各周期の終了を含むように明確化され、その周期
中段の応答は受信信号を示している。
復調器２２．２３が状Ｂ（０又は１）でなくて周波数帯
域に対して割り当てられているという事実によって、復
調器出力信号処理が受信ビットの値を回復させるのに必
要である。この処理は第１１図の回路２４によって行な
われる。
コンパレータ２４１は、復調器２２．２３の出力で得ら
れる信号Ｅ１及びＥ２を受信し、そして、復調器２２の
検出するエネルギが復調器２３の検出するエネルギより
大きいか又は小さいかによって、ｌ又は０論理レベル信
号を与える。
論理相関器２４２は、受信ビットがｌ　（又はＯ）であ
るときに、段階速度で（回路網周波数のＮ倍、すなわち
５０Ｈｚを考えた例では４００ｋＨｚ）、コンパレータ
２４１の出力の連続する状態と状態のとるべき値とを比
較する。連続するビットで示されたこれらの比較の結果
が、全１ビツト、すなわち第２図に示されたサイクル、
の伝送の間カウンタ２４３によって集計される。このカ
ウンタは各ビットの開始時にゼロにリセフトされる。カ
ウンタ２４３の状態は各ビットの終了時に論理回路２４
４で判断され、全体の結果が１を支持する（８つのうち
５つ以上が１を支持するとき）ならば温体２４５に論理
１の状態を出力し、全体の結果がＯを支持するならば（
８つのうち３つ以下が１を支持するとき）ならば論理０
の状態を出力する。全体の結果が１も０も支持しない（
８つのうち４つが１を支持するとき）支持しないならば
、この場合は雑音として分類され第２の出力２４６が可
能化される。奇数の数の周波数の連続でそれぞれのビッ
トを符号化し、あらゆる場合に多数を決定することが可
能であるという事に注目されたい。更に、雑音として解
釈されうる出力の数が増大されて、ビット値の決定に大
きな信頼性を有するようになる。
上記の記載は復調器が検出したエネルギの単なる比較で
ある。他の検出用の配置方法を提案することができる。
例えば、復調器が検出するエネルギレベル間の差の大き
さの関数としてそれぞれのビット検出の貢献度を重視す
ることである。
符号器１７が伝送中に使用される場合に、ビット決定回
路２４４の出力がデコーダ２４７に接続されており、こ
のデコーダ２４７は回路１７の逆の機能、すなわち検出
機能を有しており、そして最後にはエラービットを訂正
する。
システムトリガ命令は、中間の電圧（遠隔制御システム
）で中央点から、又は低電圧側の受信器２０から送出さ
れる。
中央遠隔制御装置を用いた場合に、受信器２゜のトリガ
回路２９は送信器にあるトリガ回路に類似している。
中央遠隔制御装置を使用しない場合には、回路２９はト
リガ信号送信器を備えている。そのような送信回路を与
える一方法が第１２図に示されていて、スイッチとクラ
スＤで動作する共振回路とを用いている。
周波数分割器２９１はクロック２７から得た連続励起パ
ルスを与えている。分割係数は一定であり、分割出力周
波数が回路２９の出力フィルタの通過帯域の中央に位置
するように選択されている。
分割器２９１は、別の制御入力を有していて、その分割
器が出力で変調を全て生じさせるように可能化し又は変
調を全く生じさせないように停止する。このように、中
央遠隔制御システムで通常使用される変調符号は出力で
ある。
分割器２９１の出力は、グランドと＋■電源電圧端子と
の間に共振回路２９３と直列に接続されたスイッチ２９
２を制御している。共振回路２９３は変圧器Ｔ３の一次
側と並列にコンデンサＣ１を備えている。回路２９の出
力は、中性導体Ｎと線淳体Ｐとの間にコンデンサＣ４と
直列接続された変圧器Ｔ３の二次側によって与えられて
いる。この出力は送信器の信号注入器の出力に似ている
。
前記の回路２９で使用した注入方法が送信器信号注入回
路にも同様に用いられるという事に気づくであろう。
回路２９によるトリガ信号出力が送信器の回路１６で検
出される。検出回路１６は、米国特許第４．３６１，７
６６号に記載されているような遠隔制御リレーから成っ
ている。この既知のリレーは、リレーが接続されている
分散回路網の電圧に重畳された信号の形態で命令を受信
してがらプロクラマブル遅延回路をカウントした後、所
望する操作を制御するように設計されている。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるシステムを実施する場合の全体図
、 第２図は連続する線信号の２周期間に０ビツト及び１ビ
ツトの周波数組合せの符号化例を示す図、第３図は第１
図の送信器同期化回路をより詳細に示す図、 第４図は第１図のシステムの送信器の一部を形成する周
波数合成順序回路を詳細に示す図、第５図は第４図の出
力符号化回路の接続及びその出力符号化回路内の異なる
点での波形を詳細に示す図、 第６図は第１図のシステムの送信器の一部を構成する信
号注入回路を詳細に示す図、 第７図は第１図のシステムの受信器の一部を形成する入
力信号プロセサを詳細に示す図、第８図は第１図のシス
テムの受信器を形成する周波数合成順序トリガ回路を詳
細に示す図、第９図は第８図の出力符号化回路及びその
出力符号化回路内の異なる点での波形を詳細に示す図、
第１０図は第１図のシステムの受信器の復調器を詳細に
示す図、 第１１図は第１図のシステムの受信器の復調器出力に接
続された復号論理回路を詳細に示す図、第１２図は第１
図のシステムの受信器からそのシステムをトリガするた
めに使用される回路を詳細に示した図である。 １０・・・送信器、 ２０・・・受信器、 １５４・・・Ｎ周波数分割器。

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）情報要素から成るワードの形態で示されるデータ
    を送り、且つ、その情報要素は幾つかの値のうちの１つ
    を取ることができ、そして、特に、送信時に、送出情報
    要素はそれぞれ連続する幾つかの所定の異なる符号化周
    波数で符号化され、特定の周波数組合せがそれぞれの情
    報要素の値に関連付けられ、そして前記周波数を構成す
    る信号が伝送されて、受信時に、受信信号が復調器に入
    力され、実質的に一定の周波数シフトで、前記特定周波
    数の組合せを再生する発生信号と相互に関連させられ、
    そして情報要素の値が相互関連出力の関数として決定さ
    れるための広帯域データ伝送方法において、 （ａ）送信時に、特定の符号化周波数が互いに離された
    少なくとも２つの相異なる周波数帯域に分割され、そし
    て特定の異なる符号化組合せは、組合せ内に同じ連続場
    所に位置付ける周波数が異なる周波数帯域を占めるよう
    に選択され、 （ｂ）受信時に、復調器は、前記それぞれの周波数帯域
    のうちの１つにそれぞれ割り当てられることを特徴とす
    る伝送方法。
  2. （２）情報要素符号化周波数を生ずる時間間隔が他の値
    の情報要素を符号化するために同じ周波数を使用する時
    間間隔に追従しないし先行もしない特許請求の範囲第（
    １）項記載の方法。
  3. （３）それぞれの復調器に加えられる信号が復調器の割
    り当てられる通過帯域に相当する通過帯域を有するフィ
    ルターによってろ波される特許請求の範囲第（１）項又
    は第（２）項記載の方法。
  4. （４）少なくとも１台の送信器と１台の受信器との間の
    電気分布回路網を介する情報伝送するために、１つのト
    リガ信号がその回路網を介して伝送され、情報信号がト
    リガ信号検出に応答してその送信器によって伝送される
    特許請求の範囲第（１）項から第（３）項までのいずれ
    かに記載の方法。
  5. （５）複数の送信器と１台の受信器との間の情報伝送す
    るために、トリガ信号がそれぞれの送信器で検出され、
    情報信号が、トリガ信号検出後に、その送信器に特有な
    所定の遅れを有するそれぞれの送信器で伝送される特許
    請求の範囲第（４）項記載の方法。
  6. （６）幾つかの値のうちから１つを取る情報要素から成
    るワードの形態で情報を伝送するための広帯域伝送シス
    テムであって、少なくとも１つの送出部（１０）が周波
    数発生器（１２）を有していて、前記周波数発生器が伝
    送される情報要素の値の関数として所定の連続する符号
    化周波数を発生させ、さらに、受信器（２０）が少なく
    とも周波数発生器と復調手段（２２、２３）とを有して
    いて、前記周波数発生器は、実質的に一定周波数シフト
    で、前記所定の連続を再生し、前記復調手段には、前記
    受信器による受信信号及び発生信号が与えられて、受信
    信号に相応する情報要素の値を決定する伝送システムに
    おいて、（ａ）符号化周波数が互いに離れた少なくとも
    ２つの異なる周波数帯域に分割され、前記周波数発生器
    （１２）は同じ連続場所を位置付ける周波数を異なる周
    波数帯域にあるような符号化組合せを与えるように配置
    されていて、 （ｂ）復調手段は複数の復調器（２２、２３）と複数の
    帯域通過フィルタを備えていて、前記復調器はそれぞれ
    前記周波数帯域の１つに割り当てられていて、前記フィ
    ルタは復調信号が与えられる共通入力と異なる復調器と
    の間のブランチに接続されていて、論理回路（２４）が
    異なる復調器の出力に接続されていて、その復調器の連
    続する出力信号の関数として受信信号の値を決定するこ
    とを特徴とする伝送システム。
  7. （７）少なくとも１台の送信器と１台の受信器との間の
    電気分散回路網を介する情報伝送するために、受信器（
    ２０）が回路網（Ｎ、Ｐ）にトリガ信号の受信又は送信
    用回路（２９）を備えていて、そして送信器（１０）は
    それぞれトリガ信号検出回路（１６）を備えていてトリ
    ガ信号検出に応答して情報信号伝送を制御する特許請求
    の範囲第（６）項記載のシステム。
  8. （８）複数の送信器と１台の受信器との間の電気分散回
    路網を介する情報伝送するために、それぞれの送信器に
    対してトリガ信号検出回路（１６）が遅延手段を有して
    いて、前記遅延手段がトリガ信号検出後にその送信器に
    特有な所定の遅れを有する情報信号伝送を制御する特許
    請求の範囲第（７）項記載のシステム。
  9. （９）それぞれの復調器（２２、２３）が２つのステッ
    プ状の可変直角位相周波数信号（ＳＩＮ、ＣＯＳ）をそ
    れぞれ受信する２つのマルチプライヤ（２２２、２２３
    ）と、信号発生器と、２つのマルチプライヤの出力信号
    を９００の位相差を生じさせる位相手段（２２６、２２
    ７）と、前記位相手段（２２６、２２７）に接続された
    組合せ回路（２２８）とを備えていて、単一の側波帯域
    中間周波数信号を発生させる特許請求の範囲第（５）項
    から第（８）項までのいずれかのシステム。
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