JPS61177824A - Ｆｍ受信機のマルチパス歪除去装置 - Google Patents
Ｆｍ受信機のマルチパス歪除去装置Info
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- JPS61177824A JPS61177824A JP1770985A JP1770985A JPS61177824A JP S61177824 A JPS61177824 A JP S61177824A JP 1770985 A JP1770985 A JP 1770985A JP 1770985 A JP1770985 A JP 1770985A JP S61177824 A JPS61177824 A JP S61177824A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は無線受信機のマルチパス歪除去装置に関する。
本発明に係る無線受信機のマルチパス歪除去装置は、例
えばＦＭラジオ受信機等の無線受信機でマルチパス妨害
が発生したときに、その復調信号中に生じるマルチパス
歪を除去して間きやすい音とするために用いられる。
えばＦＭラジオ受信機等の無線受信機でマルチパス妨害
が発生したときに、その復調信号中に生じるマルチパス
歪を除去して間きやすい音とするために用いられる。
（従来の技術）
マルチパス妨害は一般に電波の直接波と山やビル等で反
射された反射波とが干渉して生じるものであり、このマ
ルチパス妨害発生時には受信波の復調信号中にマルチパ
ス歪が生じ、音質を劣化させる。
射された反射波とが干渉して生じるものであり、このマ
ルチパス妨害発生時には受信波の復調信号中にマルチパ
ス歪が生じ、音質を劣化させる。
このマルチパス歪は高域周波数成分を多く含むのでマル
チパス妨害発生時には、第１２図に示されるように受信
機の出力の周波数特性の高域特性を下げ、それによりマ
ルチパス歪音を聴感上聞えに＜クシでいる。なお、第１
２図において、縦座標は出力レベル、横座標は周波数を
あられし、実線はマルチパス妨害がないときの周波数特
性、破線はマルチパス妨害があるときの周波数特性であ
る。
チパス妨害発生時には、第１２図に示されるように受信
機の出力の周波数特性の高域特性を下げ、それによりマ
ルチパス歪音を聴感上聞えに＜クシでいる。なお、第１
２図において、縦座標は出力レベル、横座標は周波数を
あられし、実線はマルチパス妨害がないときの周波数特
性、破線はマルチパス妨害があるときの周波数特性であ
る。
上述のマルチパス妨害時に高域の周波数特性を下げる方
法は、音楽の演奏音などの周波数特性を劣化させ、受信
機出力音の音質を悪くする。
法は、音楽の演奏音などの周波数特性を劣化させ、受信
機出力音の音質を悪くする。
上述の問題点を解決するために、本発明においては、一
つの形態として、無線受信機のマルチパス歪除去装置で
あって、標本化された復調信号の出力信号系列をディジ
タル信号処理して次の出力信号の予測値を演算し出力す
るディジタル信号処理回路、マルチパス妨害の発生を検
出する検出回路、および、該検出回路によりマルチパス
妨害が検出されたときにそのマルチパス妨害の発生期間
中、該ディジタル信号処理回路の出力信号を復調信号と
するように回路切換えを行うマルチパス妨害時切換え回
路を備えたことを特徴とする無線受信機のマルチパス歪
除去装置が提供される。
つの形態として、無線受信機のマルチパス歪除去装置で
あって、標本化された復調信号の出力信号系列をディジ
タル信号処理して次の出力信号の予測値を演算し出力す
るディジタル信号処理回路、マルチパス妨害の発生を検
出する検出回路、および、該検出回路によりマルチパス
妨害が検出されたときにそのマルチパス妨害の発生期間
中、該ディジタル信号処理回路の出力信号を復調信号と
するように回路切換えを行うマルチパス妨害時切換え回
路を備えたことを特徴とする無線受信機のマルチパス歪
除去装置が提供される。
また、本発明においては、他の形態として、無線受信機
のマルチパス歪除去装置であって、復調信号を複数の周
波数帯域に分割する複数のフィル夕回路、該複数のフィ
ルタ回路毎にそれぞれ設けられた複数のディジタル信号
処理回路であって各個は対応するフィルタ回路の出力信
号を標本化して得た出力信号系列をディジタル信号処理
して次の出力信号の予測値を演算し出力するもの、該複
数のディジタル信号処理回路の各出力信号を加算して復
調信号の予測値とする加算回路、マルチパス妨害の発生
を検出する検出回路、および、該検出回路によりマルチ
パス妨害が検出されたときにそのマルチパス妨害の発生
期間中、該加算回路の出力信号を復調信号とするように
回路切換えを行うマルチパス妨害時切換え回路を備えた
ことを特徴とする無線受信機のマルチパス歪除去装置が
提供される。
のマルチパス歪除去装置であって、復調信号を複数の周
波数帯域に分割する複数のフィル夕回路、該複数のフィ
ルタ回路毎にそれぞれ設けられた複数のディジタル信号
処理回路であって各個は対応するフィルタ回路の出力信
号を標本化して得た出力信号系列をディジタル信号処理
して次の出力信号の予測値を演算し出力するもの、該複
数のディジタル信号処理回路の各出力信号を加算して復
調信号の予測値とする加算回路、マルチパス妨害の発生
を検出する検出回路、および、該検出回路によりマルチ
パス妨害が検出されたときにそのマルチパス妨害の発生
期間中、該加算回路の出力信号を復調信号とするように
回路切換えを行うマルチパス妨害時切換え回路を備えた
ことを特徴とする無線受信機のマルチパス歪除去装置が
提供される。
上述のディジタル信号処理回路は、復調信号を標本化し
てアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ・デ
ィジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号系列
にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡回形
ディジタル・フィルタからなる予測回路、および、該予
測回路の出力信号をディジタル量からアナログ量に変換
するディジタル・アナログ変換回路を含み構成すること
が可能である。
てアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ・デ
ィジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号系列
にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡回形
ディジタル・フィルタからなる予測回路、および、該予
測回路の出力信号をディジタル量からアナログ量に変換
するディジタル・アナログ変換回路を含み構成すること
が可能である。
また上述のディジタル信号処理回路は、復調信号を標本
化してアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ
・ディジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号
系列にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡
回形ディジタル・フィルタからなる予測回路、復調信号
の波高値を検出し該値を減衰させつつ保持する保持回路
、該予測回路の予測値の大きさが該保持回路の保持値の
大きさよりも大であるときに過去の復調信号の信号系列
の１つの信号値を該予測回路の出力信号とするように切
換えを行う切換え回路、および、該予測回路の出力信号
をディジタル量からアナログ量に変換するディジタル・
アナログ変換回路を含み構成することが可能である。
化してアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ
・ディジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号
系列にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡
回形ディジタル・フィルタからなる予測回路、復調信号
の波高値を検出し該値を減衰させつつ保持する保持回路
、該予測回路の予測値の大きさが該保持回路の保持値の
大きさよりも大であるときに過去の復調信号の信号系列
の１つの信号値を該予測回路の出力信号とするように切
換えを行う切換え回路、および、該予測回路の出力信号
をディジタル量からアナログ量に変換するディジタル・
アナログ変換回路を含み構成することが可能である。
本発明の一つの形態によれば、マルチパス妨害が発生し
たときには検出回路によりマルチパス妨害発生が検出さ
れ、マルチパス妨害切換え回路によりディジタル信号処
理回路が選択されて該ディジタル信号処理回路からの予
測信号が復調信号として利用される。よってマルチパス
妨害時にも無線受信機の高域周波数特性を低下させるこ
となくマルチパス歪を除去することができる。
たときには検出回路によりマルチパス妨害発生が検出さ
れ、マルチパス妨害切換え回路によりディジタル信号処
理回路が選択されて該ディジタル信号処理回路からの予
測信号が復調信号として利用される。よってマルチパス
妨害時にも無線受信機の高域周波数特性を低下させるこ
となくマルチパス歪を除去することができる。
また本発明の他の形態によれば、マルチパス妨害発生時
には復調信号は複数のフィルタ回路で複数の周波数帯域
成分に分割された後に、それぞれ対応するディジタル信
号処理回路で予測値が演算され、各周波数帯域成分の予
測値が加算回路で合成されるので、復調信号が多くの周
波数成分を含んだ複雑な波形をしている場合にも元の波
形に近似した予測波形を得ることができる。
には復調信号は複数のフィルタ回路で複数の周波数帯域
成分に分割された後に、それぞれ対応するディジタル信
号処理回路で予測値が演算され、各周波数帯域成分の予
測値が加算回路で合成されるので、復調信号が多くの周
波数成分を含んだ複雑な波形をしている場合にも元の波
形に近似した予測波形を得ることができる。
本発明の一つの形態における一実施例としての無線受信
機のマルチパス歪除去装置が以下に説明される。第１図
は本発明に係る無線受信機のマルチパス歪除去装置をＦ
Ｍラジオ受信機に用いた場合の実施例を示すブロック図
である。
機のマルチパス歪除去装置が以下に説明される。第１図
は本発明に係る無線受信機のマルチパス歪除去装置をＦ
Ｍラジオ受信機に用いた場合の実施例を示すブロック図
である。
第１図において、アンテナ１から入力された受信波はＦ
Ｍ受信部２に導かれる。ＦＭ受信部２は高周波受信部、
周波数変換部、中間周波増幅部、ＦＭ検波部等を含み構
成されており、コンポジット信号が出力信号としてステ
レオ復調回路３およびマルチパス妨害検出回路１１に出
力される。
Ｍ受信部２に導かれる。ＦＭ受信部２は高周波受信部、
周波数変換部、中間周波増幅部、ＦＭ検波部等を含み構
成されており、コンポジット信号が出力信号としてステ
レオ復調回路３およびマルチパス妨害検出回路１１に出
力される。
ステレオ復調回路３はコンポジット信号からＬおよびＲ
チャネル信号を復調し出力する回路である。なお、図面
を簡明にするために第１図中には片方のチャネルの出力
信号が出力された場合のみが示されている。
チャネル信号を復調し出力する回路である。なお、図面
を簡明にするために第１図中には片方のチャネルの出力
信号が出力された場合のみが示されている。
ステレオ復調回路３からの片方のチャネルの復調信号は
第１図中に１点鎖線で示されるディジタル信号処理に導
かれる。ディジタル信号処理部においては、復調信号は
アナログ・ディジタル（ＡＤ）変換器４、乗算器５１を
介して加算器７の一方の入力端に導かれる。加算器７の
出力はディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器８に導かれ
るとともに、信号予測部６および乗算器５２を介して加
算器７の他方の入力端に導かれる。ＤＡ変換器８の出力
は増幅器９に導かれ、ここで増幅された後にスピーカ１
０に印加される。
第１図中に１点鎖線で示されるディジタル信号処理に導
かれる。ディジタル信号処理部においては、復調信号は
アナログ・ディジタル（ＡＤ）変換器４、乗算器５１を
介して加算器７の一方の入力端に導かれる。加算器７の
出力はディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器８に導かれ
るとともに、信号予測部６および乗算器５２を介して加
算器７の他方の入力端に導かれる。ＤＡ変換器８の出力
は増幅器９に導かれ、ここで増幅された後にスピーカ１
０に印加される。
乗算器５１ 、５２は各々乗算係数Ｋ （ａｔ 、 Ｋ
（ｂｌが“１”のときに入出力間が導通し、“０”の
ときにしゃ断するスイッチ回路として機能する。係数Ｋ
（ａ）。
（ｂｌが“１”のときに入出力間が導通し、“０”の
ときにしゃ断するスイッチ回路として機能する。係数Ｋ
（ａ）。
Ｋ （ｂｌはマルチパス妨害検出回路１１の出力信号に
より可変制御され、Ｋ （ｂ）・１− Ｋ （ａ）の関
係にある。
より可変制御され、Ｋ （ｂ）・１− Ｋ （ａ）の関
係にある。
マルチパス妨害がないときにはＫ （ａｌ＝１ 、 Ｋ
（ｂｌ＝ｏとなり、マルチパス妨害があるときにはＫ
ｆａ）＝Ｏ。
（ｂｌ＝ｏとなり、マルチパス妨害があるときにはＫ
ｆａ）＝Ｏ。
Ｋ （ｂｌ ＝ １となる。
第２図には信号予測部６の詳細な構成が示される。信号
予測部６は、入力端６１１から入力された信号を１サン
プル時間づつ遅延させる縦段接続された３個の遅延器６
０１，６０２．および６０３、各遅延器６０１．６０２
および６０３の各出力端にそれぞれ接続された乗算器５
３ 、５４および５５、乗算器５３ 、５４および５５
の各出力を加算し出力端６１２に送出する加算器６０４
を含み構成される。この信号予測部６、乗算器５２、加
算器７を含む回路は巡回形ディジタル・フィルタを構成
するものである。
予測部６は、入力端６１１から入力された信号を１サン
プル時間づつ遅延させる縦段接続された３個の遅延器６
０１，６０２．および６０３、各遅延器６０１．６０２
および６０３の各出力端にそれぞれ接続された乗算器５
３ 、５４および５５、乗算器５３ 、５４および５５
の各出力を加算し出力端６１２に送出する加算器６０４
を含み構成される。この信号予測部６、乗算器５２、加
算器７を含む回路は巡回形ディジタル・フィルタを構成
するものである。
マルチパス妨害検出部１１としては、従来から種々の形
式のものが知られている。例えば、第３図に示されるよ
うに、約６０ｋＨ２以上の帯域を通過させる高域フィル
タ１１１と検出器１１２で構成することが可能である。
式のものが知られている。例えば、第３図に示されるよ
うに、約６０ｋＨ２以上の帯域を通過させる高域フィル
タ１１１と検出器１１２で構成することが可能である。
この回路は、マルチパス妨害発生時にコンポジット信号
中の高域成分（変調成分以上の周波数成分）が増加する
ことに着目し、高域成分の増加を検出してマルチパス妨
害の発生を検出するものである。
中の高域成分（変調成分以上の周波数成分）が増加する
ことに着目し、高域成分の増加を検出してマルチパス妨
害の発生を検出するものである。
また第４図には、キャパシタ１１３と検出器１１４で構
成されるマルチパス妨害検出部の他の例が示される。こ
の回路は、マルチパス妨害発生時にはパイロット・キャ
リアがり、Ｒチャネル信号の周波数周期で振幅変調を受
けることに着目し、このパイロット・キャリアの低周波
ＡＭ成分（数百Ｈ２〜数ｋＨｚ）を検出するものである
。
成されるマルチパス妨害検出部の他の例が示される。こ
の回路は、マルチパス妨害発生時にはパイロット・キャ
リアがり、Ｒチャネル信号の周波数周期で振幅変調を受
けることに着目し、このパイロット・キャリアの低周波
ＡＭ成分（数百Ｈ２〜数ｋＨｚ）を検出するものである
。
本実施例装置の動作が以下に説明される。
まず、マルチパス歪がない場合には、マルチパス妨害検
出部１１から検出出力が送出されず、乗算器５１ 、５
２の係数Ｋ （ａ） 、 Ｋ （ｂ）はＫ ［ａ）＝１
、 Ｋ （ｂ）＝Ｏとなり、乗算器５Ｉが導通状態、
乗算器５２がしゃ断状態となる。この場合、ステレオ復
調部３からの復調信号はＡＤ変換器４でＡＤ変換された
後に乗算器５１、加算器７を経てＤＡ変換器８に入力さ
れ、ここで再びＤＡ変換された後に増幅器９を経てスピ
ーカ１１に送出される。
出部１１から検出出力が送出されず、乗算器５１ 、５
２の係数Ｋ （ａ） 、 Ｋ （ｂ）はＫ ［ａ）＝１
、 Ｋ （ｂ）＝Ｏとなり、乗算器５Ｉが導通状態、
乗算器５２がしゃ断状態となる。この場合、ステレオ復
調部３からの復調信号はＡＤ変換器４でＡＤ変換された
後に乗算器５１、加算器７を経てＤＡ変換器８に入力さ
れ、ここで再びＤＡ変換された後に増幅器９を経てスピ
ーカ１１に送出される。
マルチパス妨害が発生した場合には、スピーカ１０への
出力信号にマルチパス歪が重畳される。
出力信号にマルチパス歪が重畳される。
この場合のスピーカへの出力信号波形およびマルチパス
妨害検出部１１のマルチパス検出信号波形が第５図に示
される。第５図において、（ａ）がマルチパス歪を受け
たスピーカへの出力信号波形であって、図中のＤで示さ
れる区間が歪発生部分、（ｔｌ＋がマルチパス検出信号
波形である。第５図からも明らかなように、マルチパス
妨害が発生するとスピーカへの出力波形は断続的に歪を
受ける。この歪部分の断続時間は数ミリ秒程度である。
妨害検出部１１のマルチパス検出信号波形が第５図に示
される。第５図において、（ａ）がマルチパス歪を受け
たスピーカへの出力信号波形であって、図中のＤで示さ
れる区間が歪発生部分、（ｔｌ＋がマルチパス検出信号
波形である。第５図からも明らかなように、マルチパス
妨害が発生するとスピーカへの出力波形は断続的に歪を
受ける。この歪部分の断続時間は数ミリ秒程度である。
マルチパス妨害検出部１１がマルチパス妨害の発生を検
出すると、その検出出力によりマルチパス歪発生部分で
は乗算器５１ 、５２の係数Ｋ （ａ） 、 Ｋ （ｂ
ｌは、Ｋ （ａｌ・０ 、 Ｋ （ｂｌ・１となって乗
算器５１がしゃ断状態、乗算器゛５２が導通状態となる
。これによりマルチパス歪発生部分では信号予測部６か
らの出力信号がスピーカ１０に出力されることになる。
出すると、その検出出力によりマルチパス歪発生部分で
は乗算器５１ 、５２の係数Ｋ （ａ） 、 Ｋ （ｂ
ｌは、Ｋ （ａｌ・０ 、 Ｋ （ｂｌ・１となって乗
算器５１がしゃ断状態、乗算器゛５２が導通状態となる
。これによりマルチパス歪発生部分では信号予測部６か
らの出力信号がスピーカ１０に出力されることになる。
信号予測部６は、ＡＤ変換器４で標本化された復調信号
の信号系列を遅延器６０１〜６０３に順次に格納し、こ
れらの信号値に乗算器５３〜５５で係数Ｋ（１１〜Ｋ（
３）を掛は合わせた後に加算器６０４で加算することに
より、次の信号の予測値を演算し出力する。この予測出
力信号は、乗算器５２、加算器７を経て、ＤＡ変換器８
でアナログ信号に戻された後に増幅器９を経てスピーカ
１０に印加されるとともに、再び信号予測部６に入力さ
れて次の予測値を演算するために用いられる。
の信号系列を遅延器６０１〜６０３に順次に格納し、こ
れらの信号値に乗算器５３〜５５で係数Ｋ（１１〜Ｋ（
３）を掛は合わせた後に加算器６０４で加算することに
より、次の信号の予測値を演算し出力する。この予測出
力信号は、乗算器５２、加算器７を経て、ＤＡ変換器８
でアナログ信号に戻された後に増幅器９を経てスピーカ
１０に印加されるとともに、再び信号予測部６に入力さ
れて次の予測値を演算するために用いられる。
上述の実施例では信号予測部には第２図に示されるよう
な２次の予測器を用いている。この理由は以下のとおり
である。すなわち信号予測部により予測を行う場合、マ
ルチパス歪発生部分め前後の長い時間にわたり信号をサ
ンプリングしその信号系列を記憶して予測を行えば予測
の精度は向上する。しかしながら、マルチパス歪は、第
５図に示されるように、一般に断続的に次々と発生する
ものであるため、長時間にわたり信号をサンプリングし
記憶して予測を行うことは適当でない。このため、１ミ
リ秒程度の時間にわたりサンプリングした信号から数ミ
リ秒にわたる歪部分の信号を予測する必要があり、この
目的のために第２図に示されるような２次の予測器が用
いられる。
な２次の予測器を用いている。この理由は以下のとおり
である。すなわち信号予測部により予測を行う場合、マ
ルチパス歪発生部分め前後の長い時間にわたり信号をサ
ンプリングしその信号系列を記憶して予測を行えば予測
の精度は向上する。しかしながら、マルチパス歪は、第
５図に示されるように、一般に断続的に次々と発生する
ものであるため、長時間にわたり信号をサンプリングし
記憶して予測を行うことは適当でない。このため、１ミ
リ秒程度の時間にわたりサンプリングした信号から数ミ
リ秒にわたる歪部分の信号を予測する必要があり、この
目的のために第２図に示されるような２次の予測器が用
いられる。
一方、信号予測部６を２次の予測器で構成した場合、入
力信号周波数に対して予測時間すなわち歪発生部分の時
間長が長いと、予測値が実際の値から大きく外れてしま
う。第６図にはこの様子が示されており、図中、実線の
波形は実際の復調信号波形、破線の波形は予測出力信号
の波形である。
力信号周波数に対して予測時間すなわち歪発生部分の時
間長が長いと、予測値が実際の値から大きく外れてしま
う。第６図にはこの様子が示されており、図中、実線の
波形は実際の復調信号波形、破線の波形は予測出力信号
の波形である。
図からも明らかなように、予測時間が長くなるのに従っ
て予測出力信号の値は元の復調信号から大きく離れた値
となる。
て予測出力信号の値は元の復調信号から大きく離れた値
となる。
この問題点を解決するための信号予測部の他の構成例が
第７図に示される。
第７図に示される。
第７図において、縦段接続された３個の遅延器６０１〜
６０３、遅延器６０１〜６０３の各出力に係数Ｋ ＋１
１ 。
６０３、遅延器６０１〜６０３の各出力に係数Ｋ ＋１
１ 。
Ｋ ｆ２１ 、 Ｋ （３＋を掛ける３個の乗算器５３
〜５５１乗算器５３〜５５の各出力を加算する加算器６
０４からなる回路は、第２図に示されたものと同じであ
る。相違点としては、加算器６０４の出力は乗算器５８
を経て加算器６０５の一方の入力端に導かれ、加算器６
０５の他方の入力端には、遅延器６０２の出力が乗算器
５９を経て導かれている。この加算器６０５の出力は出
力端６１２を介して信号予測部の予測出力信号として出
力される。
〜５５１乗算器５３〜５５の各出力を加算する加算器６
０４からなる回路は、第２図に示されたものと同じであ
る。相違点としては、加算器６０４の出力は乗算器５８
を経て加算器６０５の一方の入力端に導かれ、加算器６
０５の他方の入力端には、遅延器６０２の出力が乗算器
５９を経て導かれている。この加算器６０５の出力は出
力端６１２を介して信号予測部の予測出力信号として出
力される。
一方、入力端６１１は第７図中に１点鎖線で囲まれるピ
ーク保持回路６１にも接続される。ピーク保持回路６１
においては、入力端６１１からの入力信号５（１）は乗
算器５６、加算器６０６を経て遅延器６０７、６０８に
順次に入力される。遅延器６０７の出力はまた乗算器５
７、加算器６０６を介して遅延器６０７の入力側に戻さ
れるようになっている。
ーク保持回路６１にも接続される。ピーク保持回路６１
においては、入力端６１１からの入力信号５（１）は乗
算器５６、加算器６０６を経て遅延器６０７、６０８に
順次に入力される。遅延器６０７の出力はまた乗算器５
７、加算器６０６を介して遅延器６０７の入力側に戻さ
れるようになっている。
上述の乗算器５６ 、５７ 、５８ 、５９はそれぞれ
係数がＫｌｃｌ 、 Ｋ（ｄ） 、 Ｋ（ｅ） 、 Ｋ
（ｆ）であり、これらの各乗算器はその係数を“１″と
したときには入出力間が導通、“０”のときにはしゃ断
されるスイッチ回路として機能する。
係数がＫｌｃｌ 、 Ｋ（ｄ） 、 Ｋ（ｅ） 、 Ｋ
（ｆ）であり、これらの各乗算器はその係数を“１″と
したときには入出力間が導通、“０”のときにはしゃ断
されるスイッチ回路として機能する。
なお、第７図の回路には、さらに入力端６１１における
入力信号５（１）、遅延器６０７．６０８の各出力信号
Ｓ （ｑ） 、 Ｓ （ｒ）、加算器６０４から出力さ
れる予測信号Ｓ （ｎｌの大きさをそれぞれ検出する検
出回路が設けられ、また信号Ｓ （ｉｌとＳ （ｑ）の
大小関係を判定する比較回路、および信号Ｓ （ｎ）の
絶対値と信号Ｓ （ｒ）の大小関係を判定する比較回路
が設けられており、これら比較回路の出力に応じて各乗
算器の係数が可変制御されるようになっているが、図面
を簡単にするため第７図においてはこれらの回路は省略
されている。
入力信号５（１）、遅延器６０７．６０８の各出力信号
Ｓ （ｑ） 、 Ｓ （ｒ）、加算器６０４から出力さ
れる予測信号Ｓ （ｎｌの大きさをそれぞれ検出する検
出回路が設けられ、また信号Ｓ （ｉｌとＳ （ｑ）の
大小関係を判定する比較回路、および信号Ｓ （ｎ）の
絶対値と信号Ｓ （ｒ）の大小関係を判定する比較回路
が設けられており、これら比較回路の出力に応じて各乗
算器の係数が可変制御されるようになっているが、図面
を簡単にするため第７図においてはこれらの回路は省略
されている。
係数Ｋ（Ｃ） 、 Ｋｆｄｌ 、 Ｋ（ｅ） 、 Ｋ（
ｆ）は信号Ｓ （ｉ） 、 Ｓ （ｑ）。
ｆ）は信号Ｓ （ｉ） 、 Ｓ （ｑ）。
Ｓ （ｎ） 、 Ｓ （ｒ）の大小関係により次の第１
表および第２表のように変化する。
表および第２表のように変化する。
以下余白
第１表
第２表
第１表中、ｌは例えば０．００２程度の小さい定数であ
り、この値によりピークホールドの時定数が変わる。
り、この値によりピークホールドの時定数が変わる。
第７図の信号予測部を用いたマルチパス歪除去装置の動
作が以下に説明される。
作が以下に説明される。
マルチパス妨害の有無により第１図中の乗算器５１ 、
５２が切り換えられる過程は前述のとおりである。
５２が切り換えられる過程は前述のとおりである。
ピーク保持回路６１の動作が第１表および第８図を参照
しつつ以下に説明される。第８図は入力信号Ｓ （ｉ）
をアナログ的な信号波形で示したものである。
しつつ以下に説明される。第８図は入力信号Ｓ （ｉ）
をアナログ的な信号波形で示したものである。
入力信号Ｓ （ｉｌが増加しているときには、Ｓ （ｉ
）は遅延器６０７の出力信号Ｓ （ｑｌよりも大きくな
り、Ｓ （ｉ） ＞ Ｓ （Ｑ）となる。この場合、乗
算器５６ 、５７の係数Ｋ ｔｅｌ 、 Ｋ （ｄ）は
、Ｋ（Ｃ）＝ １ 、 Ｋ（ｄ）＝ Ｏとなり、乗算器
５６が導通、乗算器５７がしゃ断となる。したがって入
力信号Ｓ ｆｉｌは遅延器６０７．６０８に順次に入力
される。
）は遅延器６０７の出力信号Ｓ （ｑｌよりも大きくな
り、Ｓ （ｉ） ＞ Ｓ （Ｑ）となる。この場合、乗
算器５６ 、５７の係数Ｋ ｔｅｌ 、 Ｋ （ｄ）は
、Ｋ（Ｃ）＝ １ 、 Ｋ（ｄ）＝ Ｏとなり、乗算器
５６が導通、乗算器５７がしゃ断となる。したがって入
力信号Ｓ ｆｉｌは遅延器６０７．６０８に順次に入力
される。
入力信号Ｓ （１）が信号波形のピーク値（波高値）に
達すると、Ｓ （ｉｌ≦Ｓ （Ｑ）となる。その場合、
各係数はＫ（ｃ）＝ Ｏ、Ｋ（ｄｌ＝ １−ｉ 、に変
わり、乗算器５６はしゃ断されて代わりに乗算器５７が
導通する。それにより波形のピーク値が遅延器６０７に
保持され、１サンプル周期毎に乗算器５７、加算器６０
６を介して循環される。その際、乗算器５７の係数Ｋ
（ｄｌは１１（１＃０．００２）であるので、保持され
たピーク値は循環を繰り返す毎に、ｌで決定される時定
数で徐々に減衰される。
達すると、Ｓ （ｉｌ≦Ｓ （Ｑ）となる。その場合、
各係数はＫ（ｃ）＝ Ｏ、Ｋ（ｄｌ＝ １−ｉ 、に変
わり、乗算器５６はしゃ断されて代わりに乗算器５７が
導通する。それにより波形のピーク値が遅延器６０７に
保持され、１サンプル周期毎に乗算器５７、加算器６０
６を介して循環される。その際、乗算器５７の係数Ｋ
（ｄｌは１１（１＃０．００２）であるので、保持され
たピーク値は循環を繰り返す毎に、ｌで決定される時定
数で徐々に減衰される。
上記の動作はマルチパス歪のない間中、行われており、
したがってピーク保持回路６１は復調信号のピーク値を
常に保持して出力信号Ｓ （ｒｌとして出力する。
したがってピーク保持回路６１は復調信号のピーク値を
常に保持して出力信号Ｓ （ｒｌとして出力する。
次に・上述のピーク出力信号Ｓ （ｒ）と予測回路から
の予測出力信号Ｓ （ｎｌの絶対値との大小が比較され
、ｌ ５（ｎｌ ｌ ＜ ５（ｒｌのとき、すなわち予
測出力出力Ｓ （ｎ）がピーク値以下である範囲では、
乗算器５８ 、５９の係数はＫ（ｅ）＝ １ 、 Ｋ（
ｒｌ＝ ０となり、乗算器５９がしゃ断となる。したが
って予測回路の出力信号Ｓ （ｎｌが乗算器５８、加算
器６０５を経て予測部６から送出される。
の予測出力信号Ｓ （ｎｌの絶対値との大小が比較され
、ｌ ５（ｎｌ ｌ ＜ ５（ｒｌのとき、すなわち予
測出力出力Ｓ （ｎ）がピーク値以下である範囲では、
乗算器５８ 、５９の係数はＫ（ｅ）＝ １ 、 Ｋ（
ｒｌ＝ ０となり、乗算器５９がしゃ断となる。したが
って予測回路の出力信号Ｓ （ｎｌが乗算器５８、加算
器６０５を経て予測部６から送出される。
一方、予測出力出力Ｓ （ｎ）がピーク値を越えて）Ｓ
（ｎ） ｌ ＞ ５（ｒｌとなると、係数はＫ（ｅ）＝
Ｏ、Ｋ（ｆ）＝１となって乗算器５８がしゃ断、乗算
器５９が導通となる。したがって遅延器６０２の内容が
乗算器５９、加算器６０５を経て予測部６から送出され
る。これにより第９図に示されるようにピーク値の位置
で信号の傾きが反転されるようになり、第６図に示され
るように予測値が元の信号から大きく離れた値となるこ
とを防止できる。
（ｎ） ｌ ＞ ５（ｒｌとなると、係数はＫ（ｅ）＝
Ｏ、Ｋ（ｆ）＝１となって乗算器５８がしゃ断、乗算
器５９が導通となる。したがって遅延器６０２の内容が
乗算器５９、加算器６０５を経て予測部６から送出され
る。これにより第９図に示されるようにピーク値の位置
で信号の傾きが反転されるようになり、第６図に示され
るように予測値が元の信号から大きく離れた値となるこ
とを防止できる。
すなわち、第９図中、ＰＩ 、 Ｐ２ 、 Ｐ３をそれ
ぞれ遅延器６０１，６０２，６０３に格納されているサ
ンプル値とし、Ｐ４がＰＬ 、 Ｐ２ 、 Ｐ３から演
算される予測値とする。
ぞれ遅延器６０１，６０２，６０３に格納されているサ
ンプル値とし、Ｐ４がＰＬ 、 Ｐ２ 、 Ｐ３から演
算される予測値とする。
予測値Ｐ４がピーク値を越えたときには上述のように遅
延器６０２の内容Ｐ２を予測値Ｐ５として出力すると、
この値は第１図の乗算器５２、加算器７を経て予測部６
の入力側に戻され、したがって次の予測値はサンプル値
Ｐ２ 、 Ｐ３ 、 Ｐ５から演算されることとなり、
結局、ピーク値の位置で波形が反転される。ピーク値と
しての信号Ｓ （ｑｌは徐々に減衰するものであるから
、予測信号の波形は振動を繰り返しつつ減衰する波形と
なる。
延器６０２の内容Ｐ２を予測値Ｐ５として出力すると、
この値は第１図の乗算器５２、加算器７を経て予測部６
の入力側に戻され、したがって次の予測値はサンプル値
Ｐ２ 、 Ｐ３ 、 Ｐ５から演算されることとなり、
結局、ピーク値の位置で波形が反転される。ピーク値と
しての信号Ｓ （ｑｌは徐々に減衰するものであるから
、予測信号の波形は振動を繰り返しつつ減衰する波形と
なる。
上述の２つの実施例装置は、正弦波のような比較的簡単
な形をした波形を予測するだけであり、音楽信号のよう
な多くの周波数成分を含む複雑な形をした信号波形を予
測するのには適しておらず、これらの回路では予測波形
が元の信号波形から外れて音質の低下を招くなどの問題
点がある。
な形をした波形を予測するだけであり、音楽信号のよう
な多くの周波数成分を含む複雑な形をした信号波形を予
測するのには適しておらず、これらの回路では予測波形
が元の信号波形から外れて音質の低下を招くなどの問題
点がある。
第１０図にはこの問題点を解決するための、本発明の他
に形態における一実施例としての無線受信機のマルチパ
ス歪除去装置が示される。
に形態における一実施例としての無線受信機のマルチパ
ス歪除去装置が示される。
第１０図において、復調部からの復調信号は低域フィル
タ２１、帯域フィルタ２２ 、２３、高域フィルタ２４
にそれぞれ入力されて４つの周波数帯域０〜ｆ （１１
、ｆ（１）〜ｆ （２）、、 ｆ （２）〜ｆ（３）、
ｆ（３）〜ｆ（４）に分割される。これらの周波数帯域
としては、例えばＯ〜４００Ｈｚ 、 ４００〜８００
Ｈｚ 、 ８００〜１．６ｋ Ｈｚｌ、６に〜２０ｋ
Ｈｚを選定することが可能である。なお、分割される周
波数帯域としては４つに限らず、さらに多くすることも
可能である。
タ２１、帯域フィルタ２２ 、２３、高域フィルタ２４
にそれぞれ入力されて４つの周波数帯域０〜ｆ （１１
、ｆ（１）〜ｆ （２）、、 ｆ （２）〜ｆ（３）、
ｆ（３）〜ｆ（４）に分割される。これらの周波数帯域
としては、例えばＯ〜４００Ｈｚ 、 ４００〜８００
Ｈｚ 、 ８００〜１．６ｋ Ｈｚｌ、６に〜２０ｋ
Ｈｚを選定することが可能である。なお、分割される周
波数帯域としては４つに限らず、さらに多くすることも
可能である。
フィルタ２１〜２４の出力はそれぞれディジタル信号処
理部２５〜２８に導かれる。ディジタル信号処理部２５
〜２８は第１図に示されたものと同じ構成であり、ＡＤ
変換器４、乗算器５１ 、５２、加算器７、信号予測部
６、ＤＡ変換器８を含む。信号予測部６としては、第２
図または第７図に示される回路を用いることが可能であ
る。
理部２５〜２８に導かれる。ディジタル信号処理部２５
〜２８は第１図に示されたものと同じ構成であり、ＡＤ
変換器４、乗算器５１ 、５２、加算器７、信号予測部
６、ＤＡ変換器８を含む。信号予測部６としては、第２
図または第７図に示される回路を用いることが可能であ
る。
ディジタル信号処理部２５〜２８の出力はそれぞれ低域
フィルタ２９の、帯域フィルタ３０ 、３１、高域フィ
ルタ３２に導かれる。フィルタ２９〜３２は周波数帯域
がフィルタ２１〜２４にそれぞれ対応しており、０−
ｆ （１１、ｆ （１１〜ｒ （２）、 ｆ ｆ２１〜
ｆ ｆ３）、 ｆ （３１〜ｆ （４１である。フィル
タ２９〜３２の各出力は加算器３３に導かれており、加
算器３３の出力は増幅器を経てスピーカに印加される。
フィルタ２９の、帯域フィルタ３０ 、３１、高域フィ
ルタ３２に導かれる。フィルタ２９〜３２は周波数帯域
がフィルタ２１〜２４にそれぞれ対応しており、０−
ｆ （１１、ｆ （１１〜ｒ （２）、 ｆ ｆ２１〜
ｆ ｆ３）、 ｆ （３１〜ｆ （４１である。フィル
タ２９〜３２の各出力は加算器３３に導かれており、加
算器３３の出力は増幅器を経てスピーカに印加される。
この第１０図の実施例装置においては、人力信号はフィ
ルタ２１〜２４で４つの周波数成分に分割された後にデ
ィジタル信号処理部２５〜２８に入力されて予測が行わ
れる。したがって、人力信号の周波数成分が広帯域にわ
たる場合でも各ディジタル信号処理部２５〜２８で処理
する信号の周波数帯域は限定されたものとなり、適切な
信号予測が行える。
ルタ２１〜２４で４つの周波数成分に分割された後にデ
ィジタル信号処理部２５〜２８に入力されて予測が行わ
れる。したがって、人力信号の周波数成分が広帯域にわ
たる場合でも各ディジタル信号処理部２５〜２８で処理
する信号の周波数帯域は限定されたものとなり、適切な
信号予測が行える。
ディジタル信号処理部２５〜２８の出力はそれぞれフィ
ルタ２９〜３２を経た後に加算器３３で加算され、元の
入力信号の周波数成分が再び合成される。したがって、
この実施例装置によれば、第１１図に示されるように、
元の信号に近似した波形を予測することが可能である。
ルタ２９〜３２を経た後に加算器３３で加算され、元の
入力信号の周波数成分が再び合成される。したがって、
この実施例装置によれば、第１１図に示されるように、
元の信号に近似した波形を予測することが可能である。
第１１図において、（ａ）は入力信号波形、（ｂｌは第
１図装置を用いた場合の予測波形、（Ｃ）は第１０図装
置を用いた場合の予測波形である。
１図装置を用いた場合の予測波形、（Ｃ）は第１０図装
置を用いた場合の予測波形である。
本発明によれば、マルチパス妨害が生じたときにも、無
線受信器の高域周波数特性を低下させることなく、マル
チパス歪を除去することができ、音楽などの演奏音の音
質を向上させることができる。
線受信器の高域周波数特性を低下させることなく、マル
チパス歪を除去することができ、音楽などの演奏音の音
質を向上させることができる。
第１図は本発明の一つの形態における１実施例としての
マルチパス歪除去装置のブロック図、第２図は第１図装
置における信号予測部の詳細を示すブロック図、第３図
、第４図はそれぞれ第１図装置におけるマルチパス妨害
検出部の詳細を示すブロック図、第５図は第１図装置の
動作を説明するだめの信号波形図、第６図は第２図回路
の問題点を説明するための予測信号波形図、第７図は第
１図装置における信号予測部の他の実施例を示すブロッ
ク図、第８図、第９図は第７図回路の動作を説明するた
めの信号波形図、第１０図は本発明の他の形態における
１実施例としての無線受信機のマルチパス歪発生装置を
示すブロック図、第１１図は第１０図装置により得られ
る信号波形を説明するための図、第１２図は従来形の受
信機における周波数特性を示す図である。 ４・・・ＡＤ変換器、５１〜５９・・・乗算器、６・・
・信号予測部、 ７，６０４〜６０６・・・加算器、８
・・・ＤＡ変換器、 ６０１〜（ｉｏ３ 、６０７ 、６０８・・・遅延器。
マルチパス歪除去装置のブロック図、第２図は第１図装
置における信号予測部の詳細を示すブロック図、第３図
、第４図はそれぞれ第１図装置におけるマルチパス妨害
検出部の詳細を示すブロック図、第５図は第１図装置の
動作を説明するだめの信号波形図、第６図は第２図回路
の問題点を説明するための予測信号波形図、第７図は第
１図装置における信号予測部の他の実施例を示すブロッ
ク図、第８図、第９図は第７図回路の動作を説明するた
めの信号波形図、第１０図は本発明の他の形態における
１実施例としての無線受信機のマルチパス歪発生装置を
示すブロック図、第１１図は第１０図装置により得られ
る信号波形を説明するための図、第１２図は従来形の受
信機における周波数特性を示す図である。 ４・・・ＡＤ変換器、５１〜５９・・・乗算器、６・・
・信号予測部、 ７，６０４〜６０６・・・加算器、８
・・・ＤＡ変換器、 ６０１〜（ｉｏ３ 、６０７ 、６０８・・・遅延器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、無線受信機のマルチパス歪除去装置であって、標本
化された復調信号の出力信号系列をディジタル信号処理
して次の出力信号の予測値を演算し出力するディジタル
信号処理回路、マルチパス妨害の発生を検出する検出回
路、および、該検出回路によりマルチパス妨害が検出さ
れたときにそのマルチパス妨害の発生期間中、該ディジ
タル信号処理回路の出力信号を復調信号とするように回
路切換えを行うマルチパス妨害時切換え回路を備えたこ
とを特徴とする無線受信機のマルチパス歪除去装置。 ２、該ディジタル信号処理回路は、復調信号を標本化し
てアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ・デ
ィジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号系列
にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡回形
ディジタル・フィルタからなる予測回路、および、該予
測回路の出力信号をディジタル量からアナログ量に変換
するディジタル・アナログ変換回路を含み構成される特
許請求の範囲第１項記載の装置。 ３、該ディジタル信号処理回路は、復調信号を標本化し
てアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ・デ
ィジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号系列
にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡回形
ディジタル・フィルタからなる予測回路、復調信号の波
高値を検出し該値を減衰させつつ保持する保持回路、該
予測回路の予測値の大きさが該保持回路の保持値の大き
さよりも大であるときに過去の復調信号の信号系列の１
つの信号値を該予測回路の出力信号とするように切換え
を行う切換え回路、および、該予測回路の出力信号をデ
ィジタル量からアナログ量に変換するディジタル・アナ
ログ変換回路を含み構成される特許請求の範囲第１項記
載の装置。 ４、無線受信機のマルチパス歪除去装置であって、復調
信号を複数の周波数帯域に分割する複数のフィルタ回路
、該複数のフィルタ回路毎にそれぞれ設けられた複数の
ディジタル信号処理回路であって各個は対応するフィル
タ回路の出力信号を標本化して得た出力信号系列をディ
ジタル信号処理して次の出力信号の予測値を演算し出力
するもの、該複数のディジタル信号処理回路の各出力信
号を加算して復調信号の予測値とする加算回路、マルチ
パス妨害の発生を検出する検出回路、および、該検出回
路によりマルチパス妨害が検出されたときにそのマルチ
パス妨害の発生期間中、該加算回路の出力信号を復調信
号とするように回路切換えを行うマルチパス妨害時切換
え回路を備えたことを特徴とする無線受信機のマルチパ
ス歪除去装置。 ５、該ディジタル信号処理回路は、復調信号を標本化し
てアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ・デ
ィジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号系列
にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡回形
ディジタル・フィルタからなる予測回路、および、該予
測回路の出力信号をディジタル量からアナログ量に変換
するディジタル・アナログ変換回路を含み構成される特
許請求の範囲第４項記載の装置。 ６、該ディジタル信号処理回路は、復調信号を標本化し
てアナログ量からディジタル量へ変換するアナログ・デ
ィジタル変換回路、該標本化された復調信号の信号系列
にもとづいて次の復調信号の予測値の演算を行う巡回形
ディジタル・フィルタからなる予測回路、復調信号の波
高値を検出し該値を減衰させつつ保持する保持回路、該
予測回路の予測値の大きさが該保持回路の保持値の大き
さよりも大であるときに過去の復調信号の信号系列の１
つの信号値を該予測回路の出力信号とするように切換え
を行う切換え回路、および、該予測回路の出力信号をデ
ィジタル量からアナログ量に変換するディジタル・アナ
ログ変換回路を含み構成される特許請求の範囲第４項記
載の装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1770985A JPS61177824A (ja) | 1985-02-02 | 1985-02-02 | Ｆｍ受信機のマルチパス歪除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1770985A JPS61177824A (ja) | 1985-02-02 | 1985-02-02 | Ｆｍ受信機のマルチパス歪除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61177824A true JPS61177824A (ja) | 1986-08-09 |
| JPH0526374B2 JPH0526374B2 (ja) | 1993-04-15 |
Family
ID=11951286
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1770985A Granted JPS61177824A (ja) | 1985-02-02 | 1985-02-02 | Ｆｍ受信機のマルチパス歪除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61177824A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6420731A (en) * | 1987-07-16 | 1989-01-24 | Fujitsu Ten Ltd | Mobile radio receiver |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58120323A (ja) * | 1982-01-13 | 1983-07-18 | Nippon Gakki Seizo Kk | 雑音除去装置 |
-
1985
- 1985-02-02 JP JP1770985A patent/JPS61177824A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58120323A (ja) * | 1982-01-13 | 1983-07-18 | Nippon Gakki Seizo Kk | 雑音除去装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6420731A (en) * | 1987-07-16 | 1989-01-24 | Fujitsu Ten Ltd | Mobile radio receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0526374B2 (ja) | 1993-04-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |