JPS6117163B2 - - Google Patents
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- JPS6117163B2 JPS6117163B2 JP14506381A JP14506381A JPS6117163B2 JP S6117163 B2 JPS6117163 B2 JP S6117163B2 JP 14506381 A JP14506381 A JP 14506381A JP 14506381 A JP14506381 A JP 14506381A JP S6117163 B2 JPS6117163 B2 JP S6117163B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
- H01P3/12—Hollow waveguides
- H01P3/123—Hollow waveguides with a complex or stepped cross-section, e.g. ridged or grooved waveguides
Landscapes
- Waveguides (AREA)
Description
この発明は、超高周波の直線偏波電磁波の広帯
域伝送に役立ち、しかも、連続的に製造可能な電
磁波用可撓導波管に関するものである。 近年、上記の電磁波を伝送する導波管として、
従来の単長３〜4mの方形、円形導波管の他に、
種々の断面形状（例えば、楕円、ないしは近似楕
円、あるいは、まゆ形、ないしは、長円形等）を
有し、同軸ケーブルと類似の取扱いが可能な長尺
で可撓性を有する導波管が実用化、あるいは、提
案されている。これらの導波管では、一条長を連
続して製造可能なように縦縫合溶接管の形を取
り、更に、可撓性を増すため、管の表面上に、長
さ方向にらせん状、又は、蛇腹状の波形コルゲー
シヨンを施したものが多い。 一方、従来周知の導波管の中で、第１図ア，イ
に示すような、方形導波管の内部に、長さ方向に
沿つて、長辺側にリツジ２を施した方形リツジ導
波管１は、リツジ２のない導波管に較べ、特性イ
ンピーダンスが低いこと、更には、基本波遮断周
波数と第１次高次波遮断周波数の間の周波数間隔
と、それらの周波数の中心周波数との比、即ち、
比帯域が広いことが知られている。第１図アは、
長辺の両側にリツジを施こした方形リツジ導波管
１を、又、第１図イは長辺の片側にリツジを施こ
した方形リツジ導波管１′を示している。 ところで、超高周波の直線偏波電磁波の広帯域
伝送用可撓導波管として、製造、及び、成形の容
易性等を考慮すれば、上記の方形リツジ導波管１
の広帯域性原理を取り入れた、断面がまゆ形の可
撓導波管が望ましく、かかる要望に沿つた導波管
は、既に、特願昭48−6134号によつて提案されて
いる。 しかし、前記発明における導波管は、伝送周波
数帯が6GHz帯域以下のマイクロ波に対しては、
極めて有効であるが、6GHz帯より高い（7GHz
帯以上）周波数帯に対しては上記導波管の伝送特
性、及び、電気的特性を特徴づける電気的条件の
観点から、適切なまゆ形断面を有する導波管では
ないことが判明した。即ち、上記特願昭48−6134
号で設定されたまゆ形断面形状は、6GHz帯より
高い周波数帯で導波管の伝送損失を低く抑えたい
場合にそれを満足するようにすると上記導波管の
基本波庶断周波数が、接続対応する方向導波管の
基本波遮断周波数と較べて、十分無視できる程度
に近い値を有しうる形状ではなく、また導波管製
造時における導波管管軸方向の内径断面の寸法変
化発生を考慮した場合、その寸法変化が導波管の
反射特性に及ぼす劣化量を十分小さく抑えうる形
状ではないこと、更に、接続対応する方形導波管
との接続の際のインピーダンス整合が容易かつ十
分ならしめる形状ではないということである。そ
こで、この発明においては、6GHz帯よりも高
く、マイクロ波多重通信等に多用されている周波
数帯、（例えば、7GHz帯110GHz帯等）に適し、
かつ、その断面がまゆ形の長尺可撓導波管を提案
するものである。 本発明の構成は、広義には、薄い管壁の金属管
の表面に、長さ方向にピツチ及び深さがそれぞれ
管の直径との比で0.12〜0.25及び0.025〜0.06のら
せん状、又は、蛇腹状の波形コルゲーシヨンを持
ち、かつ、可撓性のある6GHz帯よりも高い周波
数帯用の電磁波用可撓導波管に於いて、その内径
断面形状が電気的に等価な平滑管で考えた時に、
長円導波管の対向する長辺管壁に対称にリツジを
装荷したのと等価な形のまゆ形で、その内径断面
形状をＸ−Ｙ直交座標系の関数式 （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2） ＝4b2X2 ここで、 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 2aは、まゆ形断面の長軸径 Ａは接続対流する方形導波管の長辺の長さ ２√2−42は、まゆ形断面の短軸径 で表わされるように設定して成る電磁波用可撓導
波管、に在る。 また本発明では、薄い管壁の金属管の表面に、
らせん状、又は、蛇腹状の波形コルゲーシヨンを
持ち、かつ、可撓性のある6GHz帯よりも高い周
波数帯用の電磁波用可撓導波管に於いて、その内
径断面形状が電気的に等価な平滑管で考えた時
に、長円導波管の対向する長辺管壁に対称にリツ
ジを装荷したのと等価な形のまゆ形で、その内径
断面形状をＸ−Ｙ直交座標系の関数式(1) （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2）
＝4b2X2……(1) ここで 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 2aは、まゆ形断面の長軸径 Ａは接続対応する方形導波管の長辺の長さ ２√2−42は、まゆ形断面の短軸径 で表わされると共に、上記導波管の管壁に長さ方
向に施されたらせん状、又は、蛇腹状の波形コル
ゲーシヨンについて、谷の部分の断面形状にサフ
イツクス１を表示し、山の部分の断面形状にサフ
イツクス２を表示した時、上記関数式(1)のパラメ
ータの関係式(2) で表わされる形に設定して成る電磁波用可撓導波
管、も堤供される。 以下、図を用いて、この発明を詳述する。 なお、ここで、導波管管軸方向に沿つたコルゲ
ーシヨンについては後述し、先ず、導波管の断面
形状として、電気的に等価と見なされる平滑な断
面形状を考える。 第２図に示すまゆ形断面形状３として、厳密
に、あるいは、近似的に成形されたブース
（Booth）の紐状線形が考えられ、一般に、Ｘ−
Ｙ直交座標系における、その関数式は、 （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2） ＝4b2X2 2b＜ａ （ブースの紐状線形） で表わされる。ただし、２ａは、まゆ形断面の長
軸径、２√2−42は、まゆ形断面の短軸径を表わ
している。なお、上記の断面形状を表す関数式に
ついて、〓厳密に、あるいは、近似的に″と称し
たのは、このような導波管を成形する場合、加工
の容易さから断面形状をいくつかの円弧を継いで
近似することも考えられるためである。ここで、
これらの関数式および不等式によつて定まる形状
を導波管管壁として考えた場合、管壁の連続性、
機械的強度、可撓性等の機械的条件、製造成形の
容易性等の製造条件、及び、後述する電気的条件
等を満足する適切なまゆ形断面形状を定めるため
に、前記関数式におけるパラメータ不等式範囲に
新たな条件を設定する必要がある。 この時、まゆ形断面形状３は、ブースの紐状線
形関数式におけるパラメータｍ、及び、まゆ形断
面長軸径を決定するパラメータ２ａの設定により
一義的に定まる。しかも関数パラメータｍのある
固定値のもとでのまゆ形断面長軸径の変化に伴な
うまゆ形断面最小、及び、最大短軸径の変化は、
まゆ形断面長軸径の変化に対し近似的に比例す
る。したがつて、上記を考慮すれば、関数パラメ
ータｍの不等式範囲の設定と、まゆ形断面長軸径
の決定パラメータ２ａの不等式範囲の設定は、適
切なまゆ形断面形状３を定める上で必須である。 ところで、断面がまゆ形の導波管には、以下に
述べる電気的条件が要求される。 即ち、伝送特性が接続対応する方形電波管伝送
特性に近いこと、基本波の単一姿態波伝送のみを
行なうこと、導波管管軸方向の内径断面寸法変化
が生じた場合、その寸法変化が、導波管の反射特
性に及ぼす劣化量が小さいこと、更に、伝送損失
が少なく、かつ、特性インピーダンスが接続対応
する方形電波管との接続の際のインピーダンス整
合を容易かつ十分ならしめる値を有することであ
る。 上記の電気的諸条件を考慮してのまゆ形断面形
状３を考えた場合、第１に、断面がまゆ形の導波
管が、基本波の、単一姿態波伝送のみを行なうこ
とを目的とすることから、第１次高次波が使用帯
域で伝送しない断面形状であることが要求され
る。上記より、まゆ形断面の短軸径の上限、即
ち、前述したまゆ形断面形状３を表わす関数のパ
ラメータｍ（ｍ＝ｂ／ａ）を設定して、まゆ形断面長 軸径を与えることにより定まるまゆ形断面におい
て、その最小、及び、最大短軸径と長軸径との近
似的比例関係を考慮すれば、まゆ形断面長軸径の
上限が制約される。 すなわち、まゆ形の基本的な断面形状を、管壁
が滑らかな曲面を描き数10メートル〜数100メー
トルの長尺のものを連続して加工でき、且つ適切
な機械的強度と可撓性を持つようにするために、
そのパラメータを 0.40＜ｍ＜0.45 に選ぶと、この範囲に於ける断面がまゆ形の導波
管の第一高次モード波の遮断波長λC1は、数値計
算により λC1＝2.09〜1.95a ここで 2aは、まゆ形断面長軸径 となる。 一方、導波管の伝送損失を小さくするには導波
管の断面積（特に高さ方向の寸法）を大きくすれ
ばよいことは良く知られている。従つて、使用周
波数帯域の中で、最大の周波数の波長が上記の第
一高次モード波の波長よりやゝ大きく選べば、使
用周波数帯域での伝送損失が小さく且つ使用周波
数帯域の中に第一高次モード波の遮断周波数が入
つてこないようにすることができる。 然るに、このまゆ形断面の導波管が使われる周
波数ｆは、接続対応する方形導波管で言えばその
基本モード波の遮断周波数fcの1.4〜1.6倍で使わ
れる事が多い。このため上限の周波数ｆ（＝
1.6・fc）を考えると、その波長λは Ｃ／λ＝1.6Ｃ／λｃ＝１．６Ｃ／２Ａ ここで Ｃは光速 Ａは方形導波管の長辺の長さ より1.25Aとなる。よつて、使用周波数の上限が
まゆ形断面の導波管の第一高次モード波の遮断周
波数fc1より小さくすると次の式を得る。 ｆ＜fc1 より ２ａ／Ａ＜１．２５／１．０４５〜０．９７５＝
1.20〜1.28 即ち、まゆ形断面の導波管の長軸径２ａのの上
限は1.20Aとなる。 一方、断面がまゆ形の導波管の反射特性を考慮
した場合、導波管管軸方向の内径断面寸法変化
が、それに伴なう反射波の発生、及び、反射量に
寄与する影響が少ない断面形状であることが要求
される。 一般に、導波管管軸方向の内径断面寸法変化に
伴なう反射波の発生は、その点における導波管特
性インピーダンスの変化による反射波発生と等価
であると考えられ、その反射量は、反射面での反
射係数の大小に左右される。 例えば、特性インピーダンスの異なる２つの導
波管、即ち、特性インピーダンスZ0の導波管と、
特性インピーダンスＺの導波管との接続におい
て、特性インピーダンスの異なることによる接続
面での反射係数Γは、 Γ＝（Ｚ−Z0）／（Ｚ＋Z0） で表わされることは周知である。 以上を考慮すれば、導波管管軸方向の内径断面
寸法変化量に対する導波管特性インピーダンス変
化量、即ち、導波管管軸方向の内径断面寸法変化
に対する導波管特性インピーダンス変化の微分係
数絶対値が小さい方が導波管内径断面寸法変化発
生に際しても、反射波を小さく抑えられる点で、
有利となる。 ところで、第３図において、４は、まゆ形断面
形状３としてのブースの紐状線形の関数におい
て、パラメータを ｍ＝0.437 に設定して成る、7GHz帯用の、断面がまゆ形の
導波管の長軸径に対する特性インピーダンス、第
３図において、５は、長軸径、及び短軸径のデイ
メンシヨンが、 長軸径 Ａ＝34.85mm 短軸径 Ｂ＝15.799mm であるIEC規格の接続対応する方形導波管の特性
インピーダンスの数値計算例である。第３図より
まゆ形断面長軸径が大きい程、長軸径寸法の変化
に対する導波管特性インピーダンスの変化の割合
が小さく、反射波を抑える点で有利であることが
知れる。 ここで、前述したまゆ形断面形状３を表わす関
数式のパラメータｍを設定して、まゆ形断面長軸
径を与えることにより定まるまゆ形断面におい
て、その最小、及び、最大短軸径と長軸径との近
似的比例関係を考慮すれば、第３図に示す特性イ
ンピーダンス４は、まゆ形内径断面寸法変化を長
軸径変化に代表して成る。断面がまゆ形の導波管
の特性インピーダンスとして説明できる。 即ち、断面がまゆ形の導波管において、その反
射特性を考慮した場合、まゆ形断面長軸径を大き
く設定した方が、より反射特性に優れること、及
び、断面がまゆ形の導波管の基本波遮断周波数が
方形導波管基本波遮断周波数と較べて十分無視で
きる程度に近い値を有する断面形状であることの
要求から、まゆ形断面長軸径の下限が制約され
る。 すなわち、第３図より、まゆ形断面の導波管の
長軸径２ａを特性インピーダンスの微分係数 （＝まゆ形断面長軸径の変化に伴う特性インピーダンスの変化量／まゆ形断面長軸径の変化量） が、７以下になるように選ぶと、次のようにな
る。 2a≧37.65（mm） この寸法は、このまゆ形断面の導波管に接続対
応するIEC規格の方形導波管の長径Ａ（＝34.85
mm）と比較すると 2a／Ａ≧1.08 となる。 このことは、7GHz以上の高い周波数帯用で、
伝送損失の低減をねらいとする他の周波数帯の導
波管でも全く同様なことが言えるため、長軸径２
ａ寸法の下限は1.08以上となる。 以上で説明した基本波の単一姿態波伝送のみを
行なうことを目的とし、第１次高次波の使用帯域
での伝送を避けることから制約されるまゆ形断面
長軸径上限、及び、断面がまゆ形の導波管伝送特
性を方形導波管伝送特性に近づける目的から、そ
の基本波遮断周波数が、方形導波管基本波遮断周
波数に十分近い値を示す断面形状であることを満
足すると共に、導波管管軸方向の内径断面寸法変
化が導波管の反射特性に及ぼす劣化量を小さく抑
え、かつ伝送損失をできる限り小さくすることか
ら制約されるまゆ形断面長軸径下限を考慮すれば
6GHz帯よりも高く、マイクロ波多重通信等に多
用されている周波数帯（例えば、7GHz帯、
11GHz帯等）に適した、断面がまゆ形の導波管
としてのまゆ形状を表わす関数式のパラメータ不
等式範囲は、パラメータｍおよび2a／Ａを可変に
して断面形状と電気特性の関係を数値計算した結
果、次のような範囲の値であれば適切であること
が判明した。 すなわち、導波管としての適切なブースの紐状
線形のパラメータの範囲は、 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 ここでＡは接続対応する方形導波管の長辺の長
さである。 これらの数値を用いた、7GHz帯用の断面がま
ゆ形の導波管の具体例として、まゆ形断面長軸径
を、接続対応する方形導波管の長辺の長さで規格
化した2a／Ａの設定値の違い、即ち、特願昭48−
6134号で提案された 1.00＜2a／Ａ＜1.08 により設定して成る断面がまゆ形の導波管と、こ
の発明で提案する 1.08≦2a／Ａ＜1.20 により設定して成る断面がまゆ形の導波管の電気
的特性の比較例を、方形導波管の電気的特性を提
示しつつ下記第１表に表示する。 この表中の方形導波管のデイメンシヨン、及び
断面がまゆ形の導波管の関数パラメータ設定値
は、以下の(a)、(b)、(c)に示す通りである。 (a) 方形導波管 長軸径 Ａ＝34.85mm 短軸径 Ｂ＝15.799mm (b) 従来の断面がまゆ形の導波管（まゆ形導波管
） ｍ＝0.437 長軸径 2a＝37.6mm （2a／Ａ＝1.079） (c) この発明の断面がまゆ形の導波管（まゆ形導
波管） ｍ＝0.437 長軸径 2a＝39.0mm （2a／Ａ＝1.119）
域伝送に役立ち、しかも、連続的に製造可能な電
磁波用可撓導波管に関するものである。 近年、上記の電磁波を伝送する導波管として、
従来の単長３〜4mの方形、円形導波管の他に、
種々の断面形状（例えば、楕円、ないしは近似楕
円、あるいは、まゆ形、ないしは、長円形等）を
有し、同軸ケーブルと類似の取扱いが可能な長尺
で可撓性を有する導波管が実用化、あるいは、提
案されている。これらの導波管では、一条長を連
続して製造可能なように縦縫合溶接管の形を取
り、更に、可撓性を増すため、管の表面上に、長
さ方向にらせん状、又は、蛇腹状の波形コルゲー
シヨンを施したものが多い。 一方、従来周知の導波管の中で、第１図ア，イ
に示すような、方形導波管の内部に、長さ方向に
沿つて、長辺側にリツジ２を施した方形リツジ導
波管１は、リツジ２のない導波管に較べ、特性イ
ンピーダンスが低いこと、更には、基本波遮断周
波数と第１次高次波遮断周波数の間の周波数間隔
と、それらの周波数の中心周波数との比、即ち、
比帯域が広いことが知られている。第１図アは、
長辺の両側にリツジを施こした方形リツジ導波管
１を、又、第１図イは長辺の片側にリツジを施こ
した方形リツジ導波管１′を示している。 ところで、超高周波の直線偏波電磁波の広帯域
伝送用可撓導波管として、製造、及び、成形の容
易性等を考慮すれば、上記の方形リツジ導波管１
の広帯域性原理を取り入れた、断面がまゆ形の可
撓導波管が望ましく、かかる要望に沿つた導波管
は、既に、特願昭48−6134号によつて提案されて
いる。 しかし、前記発明における導波管は、伝送周波
数帯が6GHz帯域以下のマイクロ波に対しては、
極めて有効であるが、6GHz帯より高い（7GHz
帯以上）周波数帯に対しては上記導波管の伝送特
性、及び、電気的特性を特徴づける電気的条件の
観点から、適切なまゆ形断面を有する導波管では
ないことが判明した。即ち、上記特願昭48−6134
号で設定されたまゆ形断面形状は、6GHz帯より
高い周波数帯で導波管の伝送損失を低く抑えたい
場合にそれを満足するようにすると上記導波管の
基本波庶断周波数が、接続対応する方向導波管の
基本波遮断周波数と較べて、十分無視できる程度
に近い値を有しうる形状ではなく、また導波管製
造時における導波管管軸方向の内径断面の寸法変
化発生を考慮した場合、その寸法変化が導波管の
反射特性に及ぼす劣化量を十分小さく抑えうる形
状ではないこと、更に、接続対応する方形導波管
との接続の際のインピーダンス整合が容易かつ十
分ならしめる形状ではないということである。そ
こで、この発明においては、6GHz帯よりも高
く、マイクロ波多重通信等に多用されている周波
数帯、（例えば、7GHz帯110GHz帯等）に適し、
かつ、その断面がまゆ形の長尺可撓導波管を提案
するものである。 本発明の構成は、広義には、薄い管壁の金属管
の表面に、長さ方向にピツチ及び深さがそれぞれ
管の直径との比で0.12〜0.25及び0.025〜0.06のら
せん状、又は、蛇腹状の波形コルゲーシヨンを持
ち、かつ、可撓性のある6GHz帯よりも高い周波
数帯用の電磁波用可撓導波管に於いて、その内径
断面形状が電気的に等価な平滑管で考えた時に、
長円導波管の対向する長辺管壁に対称にリツジを
装荷したのと等価な形のまゆ形で、その内径断面
形状をＸ−Ｙ直交座標系の関数式 （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2） ＝4b2X2 ここで、 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 2aは、まゆ形断面の長軸径 Ａは接続対流する方形導波管の長辺の長さ ２√2−42は、まゆ形断面の短軸径 で表わされるように設定して成る電磁波用可撓導
波管、に在る。 また本発明では、薄い管壁の金属管の表面に、
らせん状、又は、蛇腹状の波形コルゲーシヨンを
持ち、かつ、可撓性のある6GHz帯よりも高い周
波数帯用の電磁波用可撓導波管に於いて、その内
径断面形状が電気的に等価な平滑管で考えた時
に、長円導波管の対向する長辺管壁に対称にリツ
ジを装荷したのと等価な形のまゆ形で、その内径
断面形状をＸ−Ｙ直交座標系の関数式(1) （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2）
＝4b2X2……(1) ここで 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 2aは、まゆ形断面の長軸径 Ａは接続対応する方形導波管の長辺の長さ ２√2−42は、まゆ形断面の短軸径 で表わされると共に、上記導波管の管壁に長さ方
向に施されたらせん状、又は、蛇腹状の波形コル
ゲーシヨンについて、谷の部分の断面形状にサフ
イツクス１を表示し、山の部分の断面形状にサフ
イツクス２を表示した時、上記関数式(1)のパラメ
ータの関係式(2) で表わされる形に設定して成る電磁波用可撓導波
管、も堤供される。 以下、図を用いて、この発明を詳述する。 なお、ここで、導波管管軸方向に沿つたコルゲ
ーシヨンについては後述し、先ず、導波管の断面
形状として、電気的に等価と見なされる平滑な断
面形状を考える。 第２図に示すまゆ形断面形状３として、厳密
に、あるいは、近似的に成形されたブース
（Booth）の紐状線形が考えられ、一般に、Ｘ−
Ｙ直交座標系における、その関数式は、 （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2） ＝4b2X2 2b＜ａ （ブースの紐状線形） で表わされる。ただし、２ａは、まゆ形断面の長
軸径、２√2−42は、まゆ形断面の短軸径を表わ
している。なお、上記の断面形状を表す関数式に
ついて、〓厳密に、あるいは、近似的に″と称し
たのは、このような導波管を成形する場合、加工
の容易さから断面形状をいくつかの円弧を継いで
近似することも考えられるためである。ここで、
これらの関数式および不等式によつて定まる形状
を導波管管壁として考えた場合、管壁の連続性、
機械的強度、可撓性等の機械的条件、製造成形の
容易性等の製造条件、及び、後述する電気的条件
等を満足する適切なまゆ形断面形状を定めるため
に、前記関数式におけるパラメータ不等式範囲に
新たな条件を設定する必要がある。 この時、まゆ形断面形状３は、ブースの紐状線
形関数式におけるパラメータｍ、及び、まゆ形断
面長軸径を決定するパラメータ２ａの設定により
一義的に定まる。しかも関数パラメータｍのある
固定値のもとでのまゆ形断面長軸径の変化に伴な
うまゆ形断面最小、及び、最大短軸径の変化は、
まゆ形断面長軸径の変化に対し近似的に比例す
る。したがつて、上記を考慮すれば、関数パラメ
ータｍの不等式範囲の設定と、まゆ形断面長軸径
の決定パラメータ２ａの不等式範囲の設定は、適
切なまゆ形断面形状３を定める上で必須である。 ところで、断面がまゆ形の導波管には、以下に
述べる電気的条件が要求される。 即ち、伝送特性が接続対応する方形電波管伝送
特性に近いこと、基本波の単一姿態波伝送のみを
行なうこと、導波管管軸方向の内径断面寸法変化
が生じた場合、その寸法変化が、導波管の反射特
性に及ぼす劣化量が小さいこと、更に、伝送損失
が少なく、かつ、特性インピーダンスが接続対応
する方形電波管との接続の際のインピーダンス整
合を容易かつ十分ならしめる値を有することであ
る。 上記の電気的諸条件を考慮してのまゆ形断面形
状３を考えた場合、第１に、断面がまゆ形の導波
管が、基本波の、単一姿態波伝送のみを行なうこ
とを目的とすることから、第１次高次波が使用帯
域で伝送しない断面形状であることが要求され
る。上記より、まゆ形断面の短軸径の上限、即
ち、前述したまゆ形断面形状３を表わす関数のパ
ラメータｍ（ｍ＝ｂ／ａ）を設定して、まゆ形断面長 軸径を与えることにより定まるまゆ形断面におい
て、その最小、及び、最大短軸径と長軸径との近
似的比例関係を考慮すれば、まゆ形断面長軸径の
上限が制約される。 すなわち、まゆ形の基本的な断面形状を、管壁
が滑らかな曲面を描き数10メートル〜数100メー
トルの長尺のものを連続して加工でき、且つ適切
な機械的強度と可撓性を持つようにするために、
そのパラメータを 0.40＜ｍ＜0.45 に選ぶと、この範囲に於ける断面がまゆ形の導波
管の第一高次モード波の遮断波長λC1は、数値計
算により λC1＝2.09〜1.95a ここで 2aは、まゆ形断面長軸径 となる。 一方、導波管の伝送損失を小さくするには導波
管の断面積（特に高さ方向の寸法）を大きくすれ
ばよいことは良く知られている。従つて、使用周
波数帯域の中で、最大の周波数の波長が上記の第
一高次モード波の波長よりやゝ大きく選べば、使
用周波数帯域での伝送損失が小さく且つ使用周波
数帯域の中に第一高次モード波の遮断周波数が入
つてこないようにすることができる。 然るに、このまゆ形断面の導波管が使われる周
波数ｆは、接続対応する方形導波管で言えばその
基本モード波の遮断周波数fcの1.4〜1.6倍で使わ
れる事が多い。このため上限の周波数ｆ（＝
1.6・fc）を考えると、その波長λは Ｃ／λ＝1.6Ｃ／λｃ＝１．６Ｃ／２Ａ ここで Ｃは光速 Ａは方形導波管の長辺の長さ より1.25Aとなる。よつて、使用周波数の上限が
まゆ形断面の導波管の第一高次モード波の遮断周
波数fc1より小さくすると次の式を得る。 ｆ＜fc1 より ２ａ／Ａ＜１．２５／１．０４５〜０．９７５＝
1.20〜1.28 即ち、まゆ形断面の導波管の長軸径２ａのの上
限は1.20Aとなる。 一方、断面がまゆ形の導波管の反射特性を考慮
した場合、導波管管軸方向の内径断面寸法変化
が、それに伴なう反射波の発生、及び、反射量に
寄与する影響が少ない断面形状であることが要求
される。 一般に、導波管管軸方向の内径断面寸法変化に
伴なう反射波の発生は、その点における導波管特
性インピーダンスの変化による反射波発生と等価
であると考えられ、その反射量は、反射面での反
射係数の大小に左右される。 例えば、特性インピーダンスの異なる２つの導
波管、即ち、特性インピーダンスZ0の導波管と、
特性インピーダンスＺの導波管との接続におい
て、特性インピーダンスの異なることによる接続
面での反射係数Γは、 Γ＝（Ｚ−Z0）／（Ｚ＋Z0） で表わされることは周知である。 以上を考慮すれば、導波管管軸方向の内径断面
寸法変化量に対する導波管特性インピーダンス変
化量、即ち、導波管管軸方向の内径断面寸法変化
に対する導波管特性インピーダンス変化の微分係
数絶対値が小さい方が導波管内径断面寸法変化発
生に際しても、反射波を小さく抑えられる点で、
有利となる。 ところで、第３図において、４は、まゆ形断面
形状３としてのブースの紐状線形の関数におい
て、パラメータを ｍ＝0.437 に設定して成る、7GHz帯用の、断面がまゆ形の
導波管の長軸径に対する特性インピーダンス、第
３図において、５は、長軸径、及び短軸径のデイ
メンシヨンが、 長軸径 Ａ＝34.85mm 短軸径 Ｂ＝15.799mm であるIEC規格の接続対応する方形導波管の特性
インピーダンスの数値計算例である。第３図より
まゆ形断面長軸径が大きい程、長軸径寸法の変化
に対する導波管特性インピーダンスの変化の割合
が小さく、反射波を抑える点で有利であることが
知れる。 ここで、前述したまゆ形断面形状３を表わす関
数式のパラメータｍを設定して、まゆ形断面長軸
径を与えることにより定まるまゆ形断面におい
て、その最小、及び、最大短軸径と長軸径との近
似的比例関係を考慮すれば、第３図に示す特性イ
ンピーダンス４は、まゆ形内径断面寸法変化を長
軸径変化に代表して成る。断面がまゆ形の導波管
の特性インピーダンスとして説明できる。 即ち、断面がまゆ形の導波管において、その反
射特性を考慮した場合、まゆ形断面長軸径を大き
く設定した方が、より反射特性に優れること、及
び、断面がまゆ形の導波管の基本波遮断周波数が
方形導波管基本波遮断周波数と較べて十分無視で
きる程度に近い値を有する断面形状であることの
要求から、まゆ形断面長軸径の下限が制約され
る。 すなわち、第３図より、まゆ形断面の導波管の
長軸径２ａを特性インピーダンスの微分係数 （＝まゆ形断面長軸径の変化に伴う特性インピーダンスの変化量／まゆ形断面長軸径の変化量） が、７以下になるように選ぶと、次のようにな
る。 2a≧37.65（mm） この寸法は、このまゆ形断面の導波管に接続対
応するIEC規格の方形導波管の長径Ａ（＝34.85
mm）と比較すると 2a／Ａ≧1.08 となる。 このことは、7GHz以上の高い周波数帯用で、
伝送損失の低減をねらいとする他の周波数帯の導
波管でも全く同様なことが言えるため、長軸径２
ａ寸法の下限は1.08以上となる。 以上で説明した基本波の単一姿態波伝送のみを
行なうことを目的とし、第１次高次波の使用帯域
での伝送を避けることから制約されるまゆ形断面
長軸径上限、及び、断面がまゆ形の導波管伝送特
性を方形導波管伝送特性に近づける目的から、そ
の基本波遮断周波数が、方形導波管基本波遮断周
波数に十分近い値を示す断面形状であることを満
足すると共に、導波管管軸方向の内径断面寸法変
化が導波管の反射特性に及ぼす劣化量を小さく抑
え、かつ伝送損失をできる限り小さくすることか
ら制約されるまゆ形断面長軸径下限を考慮すれば
6GHz帯よりも高く、マイクロ波多重通信等に多
用されている周波数帯（例えば、7GHz帯、
11GHz帯等）に適した、断面がまゆ形の導波管
としてのまゆ形状を表わす関数式のパラメータ不
等式範囲は、パラメータｍおよび2a／Ａを可変に
して断面形状と電気特性の関係を数値計算した結
果、次のような範囲の値であれば適切であること
が判明した。 すなわち、導波管としての適切なブースの紐状
線形のパラメータの範囲は、 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 ここでＡは接続対応する方形導波管の長辺の長
さである。 これらの数値を用いた、7GHz帯用の断面がま
ゆ形の導波管の具体例として、まゆ形断面長軸径
を、接続対応する方形導波管の長辺の長さで規格
化した2a／Ａの設定値の違い、即ち、特願昭48−
6134号で提案された 1.00＜2a／Ａ＜1.08 により設定して成る断面がまゆ形の導波管と、こ
の発明で提案する 1.08≦2a／Ａ＜1.20 により設定して成る断面がまゆ形の導波管の電気
的特性の比較例を、方形導波管の電気的特性を提
示しつつ下記第１表に表示する。 この表中の方形導波管のデイメンシヨン、及び
断面がまゆ形の導波管の関数パラメータ設定値
は、以下の(a)、(b)、(c)に示す通りである。 (a) 方形導波管 長軸径 Ａ＝34.85mm 短軸径 Ｂ＝15.799mm (b) 従来の断面がまゆ形の導波管（まゆ形導波管
） ｍ＝0.437 長軸径 2a＝37.6mm （2a／Ａ＝1.079） (c) この発明の断面がまゆ形の導波管（まゆ形導
波管） ｍ＝0.437 長軸径 2a＝39.0mm （2a／Ａ＝1.119）
【表】
【表】
ピーダンス変化量
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 薄い管壁の金属管の表面に、長さ方向にらせ
ん状、又は、蛇腹状の波形コルゲーシヨンを持
ち、かつ、可撓性のある6GHz帯よりも高い周波
数帯用の電磁波用可撓導波管に於いて、その内径
断面形状が電気的に等価な平滑管で考えた時に、
長円導波管の対向する長辺管壁に対称にリツジを
装荷したのと等価な形のまゆ形で、その内径断面
形状をＸ−Ｙ直交座標系の関数式 （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2） ＝4b2X2 ここで、 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 2aは、まゆ形断面の長軸径 Ａは接続対応する方形導波管の長辺の長さ ２√2−42は、まゆ形断面の短軸径 で表わされるようにし設定して成る電磁波用可撓
導波管。 ２ 薄い管壁の金属管の表面に、長さ方向にらせ
ん状、又は、蛇腹状の波形コルゲーシヨンを持
ち、かつ、可撓性のある6GHz帯よりも高い周波
数帯用の電磁波用可撓導波管に於いて、その内径
断面形状が電気的に等価な平滑管で考えた時に、
長円導波管の対向する長辺管壁に対称にリツジを
装荷したのと等価な形のまゆ形で、その内径断面
形状をＸ−Ｙ直交座標系の関数式(1) （X2＋Y2）2＋（4b2−a2）（X2＋Y2）
＝4b2X2……(1) ここで 0.40＜ｍ＜0.45 （ｍ＝ｂ／ａ） 1.08≦2a／Ａ＜1.20 2aは、まゆ形断面の長軸径 Ａは接続対応する方形導波管の長辺の長さ ２√2−42は、まゆ形断面の短軸径 で表わされると共に、上記導波管の管壁に長さ方
向に施されたらせん状、又は、蛇腹状の波形コル
ゲーシヨンについて、谷の部分の断面形状にサフ
イツクス１を表示し、山の部分の断面形状にサフ
イツクス２を表示した時、上記関数式(1)のパラメ
ータの関係式(2) で表わされる形に設定して成る電磁波用可撓導波
管。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14506381A JPS57127301A (en) | 1981-09-14 | 1981-09-14 | Flexible waveguide for electromagnetic wave |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14506381A JPS57127301A (en) | 1981-09-14 | 1981-09-14 | Flexible waveguide for electromagnetic wave |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11817175A Division JPS5242285A (en) | 1975-09-30 | 1975-09-30 | Flexible wave guide for electromagnetic wave |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57127301A JPS57127301A (en) | 1982-08-07 |
| JPS6117163B2 true JPS6117163B2 (ja) | 1986-05-06 |
Family
ID=15376517
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14506381A Granted JPS57127301A (en) | 1981-09-14 | 1981-09-14 | Flexible waveguide for electromagnetic wave |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57127301A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4978934A (en) * | 1989-06-12 | 1990-12-18 | Andrew Corportion | Semi-flexible double-ridge waveguide |
| EP3497742B1 (en) * | 2016-08-10 | 2020-07-08 | Airbus Defence and Space Limited | Waveguide assembly and manufacturing method thereof |
-
1981
- 1981-09-14 JP JP14506381A patent/JPS57127301A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57127301A (en) | 1982-08-07 |
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