JPS61164467A - アナログ電流制御方法および装置 - Google Patents
アナログ電流制御方法および装置Info
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- JPS61164467A JPS61164467A JP61000830A JP83086A JPS61164467A JP S61164467 A JPS61164467 A JP S61164467A JP 61000830 A JP61000830 A JP 61000830A JP 83086 A JP83086 A JP 83086A JP S61164467 A JPS61164467 A JP S61164467A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は電圧め入力信号の量に比例するよう負荷イン
ピーダンスを通るアナログ電流の量を制御するための方
法および装置に関する０アナログ電流ル一プ出力回路は
代表的には制御されたプロセスにおける温度または圧力
のようなプロセスパラメータを監視するために使用され
る。通常のアナログ電流ループ出力回路は、特定のパラ
メータを記録するための例えば帯記録紙レコーダのイン
ピーダンスであって良い負荷インピーダンスを市む。固
定電圧を有する電源は負荷インピーダンスを通る電流を
励振する。
ピーダンスを通るアナログ電流の量を制御するための方
法および装置に関する０アナログ電流ル一プ出力回路は
代表的には制御されたプロセスにおける温度または圧力
のようなプロセスパラメータを監視するために使用され
る。通常のアナログ電流ループ出力回路は、特定のパラ
メータを記録するための例えば帯記録紙レコーダのイン
ピーダンスであって良い負荷インピーダンスを市む。固
定電圧を有する電源は負荷インピーダンスを通る電流を
励振する。
線形電流変調器がループ内に接続され、測定されるパラ
メータに対応する入力電圧の量に比例するようループ内
の電流の量を制御する。その最も簡単な形態において線
形電流変調器は入力電圧によって制御される可変抵抗を
備えており、それ故ループ内の電流が入力電圧と共に変
化する。このような通常のアナログ電流ループは本質的
に非効率なものであり、何故ならば負荷インピーダンス
は電源によって供給される全電力の５０％もしくはそれ
以下を消失し、残りの電力は線形電流変調器によって消
失される力為らである。
メータに対応する入力電圧の量に比例するようループ内
の電流の量を制御する。その最も簡単な形態において線
形電流変調器は入力電圧によって制御される可変抵抗を
備えており、それ故ループ内の電流が入力電圧と共に変
化する。このような通常のアナログ電流ループは本質的
に非効率なものであり、何故ならば負荷インピーダンス
は電源によって供給される全電力の５０％もしくはそれ
以下を消失し、残りの電力は線形電流変調器によって消
失される力為らである。
発明の概要
従ってこの発明の目的は、負荷インピーダンスの外部に
あるループ出力回路の成分における電力損失を減じるこ
とによって、そして負荷インピーダンスを通る所望のル
ープ電流を励振するに必要な電力以上の電力を発生しな
いように電源を制御することによって、アナログ電流ル
ープ出力回路の電力効率を増加することにある。
あるループ出力回路の成分における電力損失を減じるこ
とによって、そして負荷インピーダンスを通る所望のル
ープ電流を励振するに必要な電力以上の電力を発生しな
いように電源を制御することによって、アナログ電流ル
ープ出力回路の電力効率を増加することにある。
この発明によれば上述および他の目的は、入力電圧の量
に比例するよう負荷を通るアナログ電流の量を制御する
ための方法であって、前記負荷と電気的に直列に検知抵
抗を接続し、前記負荷と前記検知抵抗とを通る電流を励
振するよう、前記負荷と前記検知抵抗との直列接続体に
かかる制御可能な直流電圧を生成し、電流が導通した時
、前記検知抵抗にかかる電圧降下に対応する量を有した
フィードバック電圧を提供味前記入力電圧に応答して周
期的な矩形波パルスを生成すると共に、前記入力電圧お
よびフィードバック電圧の量の間の差に応答して各矩形
波パルスのパルス幅を調整し、そして、前記負荷および
ｉ「記検知抵抗を通って流れる電流の量が前記フィード
バック電圧の量を前記入力電圧の量に対応させるまで、
前記矩形波パルスのパルス幅の関数として前記制御可能
な電圧の量を調節し、それにより前記負荷を通る電流が
前記入力電圧の量に比例して維持されるようにした、こ
とを特徴とするアナログ電流の量を制御するための方法
を提供することによって達成される。
に比例するよう負荷を通るアナログ電流の量を制御する
ための方法であって、前記負荷と電気的に直列に検知抵
抗を接続し、前記負荷と前記検知抵抗とを通る電流を励
振するよう、前記負荷と前記検知抵抗との直列接続体に
かかる制御可能な直流電圧を生成し、電流が導通した時
、前記検知抵抗にかかる電圧降下に対応する量を有した
フィードバック電圧を提供味前記入力電圧に応答して周
期的な矩形波パルスを生成すると共に、前記入力電圧お
よびフィードバック電圧の量の間の差に応答して各矩形
波パルスのパルス幅を調整し、そして、前記負荷および
ｉ「記検知抵抗を通って流れる電流の量が前記フィード
バック電圧の量を前記入力電圧の量に対応させるまで、
前記矩形波パルスのパルス幅の関数として前記制御可能
な電圧の量を調節し、それにより前記負荷を通る電流が
前記入力電圧の量に比例して維持されるようにした、こ
とを特徴とするアナログ電流の量を制御するための方法
を提供することによって達成される。
この発明はさらに１．この発明による方法を行うための
電圧調節される電流供給装置にも関する。この電圧調節
される電流供給装置は、前記負荷と電気的に直列に接続
される検知抵抗と、前記負荷および前記検知抵抗の直列
接続体にかかる制御可能な電圧を生成して、前記負荷お
よび前記検知抵抗を通る電流を励振するよう接続される
制御可能な電圧源手段と、前記検知抵抗に接続され、前
記検知抵抗に電流が導通した時、前記検知抵抗を横切っ
て生じる電圧に対応したフィードバック電圧を提供する
フィードバック手段と、前記入力電圧を受ける第１の入
力端子、前記フィードバック電圧を受ける第２の入力端
子、および前記制御可能な電圧源手段に接続される出力
手段を有した矩形波パルス手段と、を備え、前記矩形波
パルス手段は前記入力電圧に応答して、前記出力手段に
おいて周期的な矩形波パルスを生成し、かつ前記入力電
圧および前記フィードバック電圧の量の間の差に応答し
て各矩形波パルスのパルス幅を調整し、前記制御可能な
電圧源手段は前記矩形波パルスに応答し、前記負荷およ
び前記検知抵抗を通って流れる電流の量が前記フィード
バック電圧の量を前記入力電圧の量に対応させるまで、
前記矩形波パルスのパルス幅に依存して前記制御可能な
電圧の量を調節し、それにより前記負荷を通る電流が前
記入力電圧の量に比例して維持されるようにしたことを
特徴とする０ この発明による方法および装置の主な長所はループの回
ちで所望の電流を励振するに必要とされる電圧の量だけ
が電圧源によって生成されるということである。それ故
、より低い電流レベルおよび／またはより小さい抵抗負
荷において、可変の電圧源の電圧量は比例的に減ぜられ
る。このことは、固定の電圧供給量が、見込まれる最も
大きい負荷においてループによって要求される最も高い
電流量を維持するよう選ばれるという通常の電流アナロ
グループ出力回路と対比され得る。ループ内の電流が従
来の回路の電流変調器によって減ぜられた時、および／
または負荷が減ぜられた時、固定の電圧源は、負荷を通
る所望の電流を励振するに必要とされるよりも大きな電
力を供給し、この場合過度の電力が電流変調器によって
消失される。
電圧調節される電流供給装置にも関する。この電圧調節
される電流供給装置は、前記負荷と電気的に直列に接続
される検知抵抗と、前記負荷および前記検知抵抗の直列
接続体にかかる制御可能な電圧を生成して、前記負荷お
よび前記検知抵抗を通る電流を励振するよう接続される
制御可能な電圧源手段と、前記検知抵抗に接続され、前
記検知抵抗に電流が導通した時、前記検知抵抗を横切っ
て生じる電圧に対応したフィードバック電圧を提供する
フィードバック手段と、前記入力電圧を受ける第１の入
力端子、前記フィードバック電圧を受ける第２の入力端
子、および前記制御可能な電圧源手段に接続される出力
手段を有した矩形波パルス手段と、を備え、前記矩形波
パルス手段は前記入力電圧に応答して、前記出力手段に
おいて周期的な矩形波パルスを生成し、かつ前記入力電
圧および前記フィードバック電圧の量の間の差に応答し
て各矩形波パルスのパルス幅を調整し、前記制御可能な
電圧源手段は前記矩形波パルスに応答し、前記負荷およ
び前記検知抵抗を通って流れる電流の量が前記フィード
バック電圧の量を前記入力電圧の量に対応させるまで、
前記矩形波パルスのパルス幅に依存して前記制御可能な
電圧の量を調節し、それにより前記負荷を通る電流が前
記入力電圧の量に比例して維持されるようにしたことを
特徴とする０ この発明による方法および装置の主な長所はループの回
ちで所望の電流を励振するに必要とされる電圧の量だけ
が電圧源によって生成されるということである。それ故
、より低い電流レベルおよび／またはより小さい抵抗負
荷において、可変の電圧源の電圧量は比例的に減ぜられ
る。このことは、固定の電圧供給量が、見込まれる最も
大きい負荷においてループによって要求される最も高い
電流量を維持するよう選ばれるという通常の電流アナロ
グループ出力回路と対比され得る。ループ内の電流が従
来の回路の電流変調器によって減ぜられた時、および／
または負荷が減ぜられた時、固定の電圧源は、負荷を通
る所望の電流を励振するに必要とされるよりも大きな電
力を供給し、この場合過度の電力が電流変調器によって
消失される。
さらにこの発明によれば矩形波パルス手段が集積回路の
形態でパルス幅変調器によって履行され、るのが好まし
い。このような集積回路は比較的低電力を要求し、そし
てこの発明に従って１電力トランジスタのスイッチング
を調節するように使用され得る。その電力トランジスタ
はプッシュプル配列で接続され、変圧器の一次巻線を通
して電流を駆動もしくは励振し、それによりその変圧器
の二次巻線に二次電圧を誘起する。
形態でパルス幅変調器によって履行され、るのが好まし
い。このような集積回路は比較的低電力を要求し、そし
てこの発明に従って１電力トランジスタのスイッチング
を調節するように使用され得る。その電力トランジスタ
はプッシュプル配列で接続され、変圧器の一次巻線を通
して電流を駆動もしくは励振し、それによりその変圧器
の二次巻線に二次電圧を誘起する。
二次電圧は次に整流されて、アナログ電流ループ出力回
路を通る電流を駆動もしくは励振するために制御可能な
電圧として使用される。
路を通る電流を駆動もしくは励振するために制御可能な
電圧として使用される。
この発明による、電圧制御されるアナログ電流供給装置
によって受ける全損失は、固定電源および線形電流変調
器を使用した既知のアナログ電流回路よりも非常に少い
。それ故この発明に゛よる装置によって無駄にされる電
力はより少く、そして生成される電力のより大きいパー
センテージが、負荷の外部にある回路成分によって消失
されるのではなく、むしろ負荷によって使用される。
によって受ける全損失は、固定電源および線形電流変調
器を使用した既知のアナログ電流回路よりも非常に少い
。それ故この発明に゛よる装置によって無駄にされる電
力はより少く、そして生成される電力のより大きいパー
センテージが、負荷の外部にある回路成分によって消失
されるのではなく、むしろ負荷によって使用される。
好適な実施例の説明
第１図は代表的な従来のアナログ電流ループ出力回路を
示し、それにおいて電源１は負荷抵抗によって表わされ
る負荷３に電力を供給する。
示し、それにおいて電源１は負荷抵抗によって表わされ
る負荷３に電力を供給する。
負荷抵抗は例えば、制御されたプロセスにおいて測定さ
れている温度または圧力のようなパラメータを記録する
ために接続された帯記録紙レコーダによって与えられる
抵抗であって良い。
れている温度または圧力のようなパラメータを記録する
ために接続された帯記録紙レコーダによって与えられる
抵抗であって良い。
線形電流変調器５は、電源１と負荷６との間のループ内
に接続され、そのループ内の電流量をし 制御する。電流量は、測定されたパラメータの値に対応
する入力電圧■、に比例するよう線形電流変調器５によ
って制御される。第１図に示されたアナログ電流ループ
の最大効率は５０％であり、電源１によって供給される
電力の５０チもしくはそれ以上が線形電流変調器５にお
いて消失される。例えば入力電圧Ｖ工Ｎは１０ミリアン
ペアから５０ミリアンペアの電流量、を制御するために
、スパン（５ｐａｎ ） １ボルトから５ボルトを有し
ており、この場合１ボルトの入力電圧Ｖ は１０ミリア
ンペアのループ電流工、に対重Ｎ 応し、５ボルトの入力電圧Ｖ工Ｈは５０ミリアンペアに
等しいループ電流工、に対応しているものと仮定する。
に接続され、そのループ内の電流量をし 制御する。電流量は、測定されたパラメータの値に対応
する入力電圧■、に比例するよう線形電流変調器５によ
って制御される。第１図に示されたアナログ電流ループ
の最大効率は５０％であり、電源１によって供給される
電力の５０チもしくはそれ以上が線形電流変調器５にお
いて消失される。例えば入力電圧Ｖ工Ｎは１０ミリアン
ペアから５０ミリアンペアの電流量、を制御するために
、スパン（５ｐａｎ ） １ボルトから５ボルトを有し
ており、この場合１ボルトの入力電圧Ｖ は１０ミリア
ンペアのループ電流工、に対重Ｎ 応し、５ボルトの入力電圧Ｖ工Ｈは５０ミリアンペアに
等しいループ電流工、に対応しているものと仮定する。
さらに負荷は６００オームに設定されておりかつ電源は
６０ボルトの固定電圧を有しているものとする。もし■
、が５ボルトに等しく、それ故ループ電流工、を５０ミ
リアンペアに調節するならば、３０ポルトが負荷を横切
って降下され１．５ワツトを消失する。電源は３ワツト
の電力（５０ミリアンペア×６０ボルト）を発生するの
で、残りの１．５ワツトは５０％の最大回路効率に対し
て線形電流変調器５を横切る３０ボルトの電圧降下にお
いて消失される。
６０ボルトの固定電圧を有しているものとする。もし■
、が５ボルトに等しく、それ故ループ電流工、を５０ミ
リアンペアに調節するならば、３０ポルトが負荷を横切
って降下され１．５ワツトを消失する。電源は３ワツト
の電力（５０ミリアンペア×６０ボルト）を発生するの
で、残りの１．５ワツトは５０％の最大回路効率に対し
て線形電流変調器５を横切る３０ボルトの電圧降下にお
いて消失される。
もし入力電圧Ｖ工、が１ボルトであり、線形電流変調器
５がループ電流を１０ミリアンペアとするよう制御する
ならば、電源１によって供給される電力は０．６ワツト
（１０ミリアンペア×６０ボルト）であり、この場合０
．０６ワツトが負荷を横切って降下され、そして残りの
０．５４ワツトが線形電流変調器５を横切って降下信る
。それ故この低い電流レベルにおいて回路の効率は１０
％である。
５がループ電流を１０ミリアンペアとするよう制御する
ならば、電源１によって供給される電力は０．６ワツト
（１０ミリアンペア×６０ボルト）であり、この場合０
．０６ワツトが負荷を横切って降下され、そして残りの
０．５４ワツトが線形電流変調器５を横切って降下信る
。それ故この低い電流レベルにおいて回路の効率は１０
％である。
さらに負荷インピーダンスは代表的な応用においてゼロ
オームから６００オームまで変化し得るので、回路効率
は負荷抵抗における減少に比例して減少するということ
が分る。
オームから６００オームまで変化し得るので、回路効率
は負荷抵抗における減少に比例して減少するということ
が分る。
第２図はこの発明によるアナログ電流ループ出力回路を
示し、それは、第１図に示された従来のアナログ電流ル
ープ出力回路と比較して、負荷によって使用される電力
のパーセンテージに関する非常に良い効率を有している
。
示し、それは、第１図に示された従来のアナログ電流ル
ープ出力回路と比較して、負荷によって使用される電力
のパーセンテージに関する非常に良い効率を有している
。
第２図を参照するとループ電流工は制御可能り
な直流電圧によって負荷７を通して駆動もしくは励振さ
れ、制御可能な直流電圧は第２図に示されかつ以後説明
されるコンデンサ９の左側の回路によってコンデンサ９
を横切って生ぜられる。第１図に示したように、入力電
圧Ｖ工、に比例するようループ電流工 を制御すること
が目的であり、その入力電圧Ｖ は第２図の回路にお
いては工Ｎ パルス幅変調器１５の正入力１１に与えられる。
れ、制御可能な直流電圧は第２図に示されかつ以後説明
されるコンデンサ９の左側の回路によってコンデンサ９
を横切って生ぜられる。第１図に示したように、入力電
圧Ｖ工、に比例するようループ電流工 を制御すること
が目的であり、その入力電圧Ｖ は第２図の回路にお
いては工Ｎ パルス幅変調器１５の正入力１１に与えられる。
パルス幅変調器１３は負入力１５を有しており、この負
入力１５は負荷７と電気的に直列に接続された検知抵抗
１７を横切る電圧降下に比例したフィードバック電圧を
受ける０ループ電流工。
入力１５は負荷７と電気的に直列に接続された検知抵抗
１７を横切る電圧降下に比例したフィードバック電圧を
受ける０ループ電流工。
はこのように負荷７と検知抵抗１７の双方を通って流れ
、それ故検知抵抗１７を横切って生じる電圧はループ電
流工、に比例している。検知抵抗１７は負荷７の抵抗よ
りも実質的に小さい抵抗値でもって、既知の値の正確な
抵抗であることが好ましい。検知抵抗１７０両側の端子
に接続された正および負入力を有する差動増幅器１９ｒ
／′ｉ、検知抵抗１７を横切る電圧降下に比例した出力
電圧を生じる。第２図の回路が、同相成分効果（Ｃｏｍ
ｍｏｎ ｍｏｄｅ ｅｆｆｅｃｔｓ）および他の雑音源
がある環境において使用される時、差動増幅器１９は、
このような雑音を除去する既知の設計の絶縁型の増幅器
であるのが好ましい（。
、それ故検知抵抗１７を横切って生じる電圧はループ電
流工、に比例している。検知抵抗１７は負荷７の抵抗よ
りも実質的に小さい抵抗値でもって、既知の値の正確な
抵抗であることが好ましい。検知抵抗１７０両側の端子
に接続された正および負入力を有する差動増幅器１９ｒ
／′ｉ、検知抵抗１７を横切る電圧降下に比例した出力
電圧を生じる。第２図の回路が、同相成分効果（Ｃｏｍ
ｍｏｎ ｍｏｄｅ ｅｆｆｅｃｔｓ）および他の雑音源
がある環境において使用される時、差動増幅器１９は、
このような雑音を除去する既知の設計の絶縁型の増幅器
であるのが好ましい（。
パルス幅変調器１３は電圧入力ＶＸＮおよびフィードバ
ック電圧に応答して、それぞれ出力２１および２６に現
われる２つの矩形波）＜ルス列を生じる。出力２１はバ
イアス抵抗２５を通して電力トランジスタ２７０ベース
に接続される。電力トランジスタ２７のエミッタとペー
スはもう１つのバイアス抵抗２９を介して一緒に接続さ
れる。電力トランジスタ２７のエミッタはまた正の電圧
源にも接続される。同様にノくルス幅変調器１３の出力
２６はバイアス抵抗３１を介して電カドランジスタロ６
のペースに接続され、そして電力トランジスタ３３のエ
ミッタおよびペースはバイアス抵抗３５を介して一緒に
接続される。電カドランジスタロ６のエミッタは正の電
圧源にも接続される。
ック電圧に応答して、それぞれ出力２１および２６に現
われる２つの矩形波）＜ルス列を生じる。出力２１はバ
イアス抵抗２５を通して電力トランジスタ２７０ベース
に接続される。電力トランジスタ２７のエミッタとペー
スはもう１つのバイアス抵抗２９を介して一緒に接続さ
れる。電力トランジスタ２７のエミッタはまた正の電圧
源にも接続される。同様にノくルス幅変調器１３の出力
２６はバイアス抵抗３１を介して電カドランジスタロ６
のペースに接続され、そして電力トランジスタ３３のエ
ミッタおよびペースはバイアス抵抗３５を介して一緒に
接続される。電カドランジスタロ６のエミッタは正の電
圧源にも接続される。
昇圧変圧器３７は、電力トランジスタ２７および３３の
それぞれのコレクタ間に接続される一次巻線３９を有し
ている。−次巻線３９は接地された中間タップ４１を有
している。昇圧変圧器３７は、二次巻線４３を有してお
り、その二次巻線４６０両端はダイオード４５および４
７のアノードにそれぞれ接続されている。ダイオード４
５および４７のカソードは一緒に接続され、そして平滑
コイル４９を介してコンデンサ９の一方のプレートおよ
び負荷７に接続されている。コンデンサ９の他方のプレ
ートは、検知抵抗１７の、負荷７から離れた方の端部に
接続されている。昇圧変圧器３７の二次巻線４３は中間
タップを有しておシ、この中間タップはコンデンサ９と
検知抵抗１７の共通接続点に接続され、かつコンデンサ
９、負荷７および検知抵抗１７からなる電流ループに対
して実質的に浮動接地として働く。
それぞれのコレクタ間に接続される一次巻線３９を有し
ている。−次巻線３９は接地された中間タップ４１を有
している。昇圧変圧器３７は、二次巻線４３を有してお
り、その二次巻線４６０両端はダイオード４５および４
７のアノードにそれぞれ接続されている。ダイオード４
５および４７のカソードは一緒に接続され、そして平滑
コイル４９を介してコンデンサ９の一方のプレートおよ
び負荷７に接続されている。コンデンサ９の他方のプレ
ートは、検知抵抗１７の、負荷７から離れた方の端部に
接続されている。昇圧変圧器３７の二次巻線４３は中間
タップを有しておシ、この中間タップはコンデンサ９と
検知抵抗１７の共通接続点に接続され、かつコンデンサ
９、負荷７および検知抵抗１７からなる電流ループに対
して実質的に浮動接地として働く。
パルス幅変調器１６は既知の型のものであり、ナショナ
ルセミコンダクタコーポレーション（Ｎａｔｉｏｎａｌ
Ｓｅｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏ
ｎ ）によって製造される部品番号ＬＭ ３５２４ Ｋ
よって識別される調整用パルス幅変調器集積回路もしく
はそれと同等な集積回路のような集積回路の形体にある
のが好ましい。この種のパルス幅変調器は２つの別々の
矩形波パルス列を生じ、これらパルス列は同じサイクル
周期を有するが、サイクル周期の半分の期間だけ互いに
対して時間的にオフセットもしくはずらされる。サイク
ル周期は集積回路チップの回路の部分を形成する調節可
能なオシレータ（図示せず）によって設定される。パル
ス列の各々は同じ衝撃係数を有し、その期間はパルス幅
変調器の差入力によって制御されて、ゼロとサイクル周
期の５０％に近い値との間で変化する。
ルセミコンダクタコーポレーション（Ｎａｔｉｏｎａｌ
Ｓｅｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏ
ｎ ）によって製造される部品番号ＬＭ ３５２４ Ｋ
よって識別される調整用パルス幅変調器集積回路もしく
はそれと同等な集積回路のような集積回路の形体にある
のが好ましい。この種のパルス幅変調器は２つの別々の
矩形波パルス列を生じ、これらパルス列は同じサイクル
周期を有するが、サイクル周期の半分の期間だけ互いに
対して時間的にオフセットもしくはずらされる。サイク
ル周期は集積回路チップの回路の部分を形成する調節可
能なオシレータ（図示せず）によって設定される。パル
ス列の各々は同じ衝撃係数を有し、その期間はパルス幅
変調器の差入力によって制御されて、ゼロとサイクル周
期の５０％に近い値との間で変化する。
第３ａ図および第３ｂ図は、第２図に示されたパルス幅
変調器１６の、それぞれの出力２１および２５に存在す
る矩形波電流出力パルスの例を示す信号の波形図である
。上述したように、パルス列の各々は同じ：周期Ｔを有
するが、互いに対してＴだげオフセットもしくはずらさ
れ、水平の時間軸上の垂直のノ・ツチ（ｈａｔＣｈ）マ
ークはＴだけ離されている。この例において各パルス列
の衝撃係数はほぼ２５％すなわちＴである。
変調器１６の、それぞれの出力２１および２５に存在す
る矩形波電流出力パルスの例を示す信号の波形図である
。上述したように、パルス列の各々は同じ：周期Ｔを有
するが、互いに対してＴだげオフセットもしくはずらさ
れ、水平の時間軸上の垂直のノ・ツチ（ｈａｔＣｈ）マ
ークはＴだけ離されている。この例において各パルス列
の衝撃係数はほぼ２５％すなわちＴである。
第２図のパルス幅変調器出力２１および２３におけるそ
れぞれのパルス列のパルス幅は正端子１１に与えられる
入力電圧の量を調節することによって制御され得、この
場合負端子１５に与えられるフィードバック電圧は、端
子１１における入力電圧が減少したかまたは増加したか
に依存して、パルス幅変調器はそれぞれおよそ小さいか
または大きいパルス幅を安定化するようにする。
れぞれのパルス列のパルス幅は正端子１１に与えられる
入力電圧の量を調節することによって制御され得、この
場合負端子１５に与えられるフィードバック電圧は、端
子１１における入力電圧が減少したかまたは増加したか
に依存して、パルス幅変調器はそれぞれおよそ小さいか
または大きいパルス幅を安定化するようにする。
端子１１における入力電圧■工、の与えられた量におい
て、パルス幅変調器１３は出力２１および２３にそれぞ
れのパルス列を発生し、これらパルス列は電力トランジ
スタ２７およヒ３３がプッシュプル態様でスイッチオン
またはスイッチオフするようにし、それ故昇圧変土器３
７の一次巻線のそれぞれの半分に電流パルスを発生する
。二次巻線４６を横切って誘起される結果の電圧は、電
力トランジスタのエミッタ端子に接続される正の電圧源
の電圧量と、昇圧変圧。
て、パルス幅変調器１３は出力２１および２３にそれぞ
れのパルス列を発生し、これらパルス列は電力トランジ
スタ２７およヒ３３がプッシュプル態様でスイッチオン
またはスイッチオフするようにし、それ故昇圧変土器３
７の一次巻線のそれぞれの半分に電流パルスを発生する
。二次巻線４６を横切って誘起される結果の電圧は、電
力トランジスタのエミッタ端子に接続される正の電圧源
の電圧量と、昇圧変圧。
器３７の巻数比とに依存する。誘起された二次電圧は整
流器４５および４７によって整流され、その整流された
電圧は平滑コイル４９を介してコンデンサ９に充電され
る。充電された時、コンデンサ９は、負荷７と、直列の
検知抵抗１７との直列接続体に対して直流の電圧源のよ
うにふるまう。充電されたコンデンサ９の直流電圧はか
くして、負荷７および検知抵抗１７の双方を通してルー
プ電流工、を流す。検知抵抗１７を横切る電圧降下はル
ープ電流工、に比例しそしてパルス幅変調器１３の負入
力に増幅器１９を介してフィードバックされる。負端子
１５におけるフィードバック電圧が入力電圧Ｖ工、より
も小さいならば、パルス幅変調器１３はその出力２１お
よび２３において生じる矩形波パルスの衝撃係数を増加
するように働き、このことは電力トランジスタ２７およ
び３３の導通時間を増加し、そしてこのことは次に一層
高い電圧がコンデンサ９を横切って印加されるというこ
とに帰結する。電流耗は、フィードバック電圧が入力電
圧ｖｘＮに等しくなるまで対応的に増加する。
流器４５および４７によって整流され、その整流された
電圧は平滑コイル４９を介してコンデンサ９に充電され
る。充電された時、コンデンサ９は、負荷７と、直列の
検知抵抗１７との直列接続体に対して直流の電圧源のよ
うにふるまう。充電されたコンデンサ９の直流電圧はか
くして、負荷７および検知抵抗１７の双方を通してルー
プ電流工、を流す。検知抵抗１７を横切る電圧降下はル
ープ電流工、に比例しそしてパルス幅変調器１３の負入
力に増幅器１９を介してフィードバックされる。負端子
１５におけるフィードバック電圧が入力電圧Ｖ工、より
も小さいならば、パルス幅変調器１３はその出力２１お
よび２３において生じる矩形波パルスの衝撃係数を増加
するように働き、このことは電力トランジスタ２７およ
び３３の導通時間を増加し、そしてこのことは次に一層
高い電圧がコンデンサ９を横切って印加されるというこ
とに帰結する。電流耗は、フィードバック電圧が入力電
圧ｖｘＮに等しくなるまで対応的に増加する。
もし続いて入力電圧Ｖ工、が下げられて、負端子１５に
おけるフィードバック電圧が入力電圧ｖ４よりも高くな
ったならば、パルス幅変調器１６は出力２１および２３
に存在する矩形波パルスの衝撃係数を減少するように働
き、このことは電力トランジスタ２７および３３の導通
時間を総体的に減じ、そして次にこのことはコンデンサ
９を横切って生じる直流の電圧量を下げる。結果的に電
流工、も減少し、このことは次に負端子１５におけるフ
ィードバック電圧が入力電圧■、Ｎに再び等しくなるま
で検知抵抗１７を横切る電圧降下を減少する。
おけるフィードバック電圧が入力電圧ｖ４よりも高くな
ったならば、パルス幅変調器１６は出力２１および２３
に存在する矩形波パルスの衝撃係数を減少するように働
き、このことは電力トランジスタ２７および３３の導通
時間を総体的に減じ、そして次にこのことはコンデンサ
９を横切って生じる直流の電圧量を下げる。結果的に電
流工、も減少し、このことは次に負端子１５におけるフ
ィードバック電圧が入力電圧■、Ｎに再び等しくなるま
で検知抵抗１７を横切る電圧降下を減少する。
上述の動作の結果として、ループ電流工、は絶え間なく
入力電圧ｖＩＮに比例して維持される。
入力電圧ｖＩＮに比例して維持される。
入力電圧■、ＮｌＣおゆるいかなる変化も電流工、にお
ける総体的に比例する変化となる。電流工、は負荷７の
いかなる変更とも無関係である。さらに検知抵抗の値は
固定されたま＼であるので、検知抵抗を横切る電圧降下
は常に直接ループ電流工、の量に対応する。
ける総体的に比例する変化となる。電流工、は負荷７の
いかなる変更とも無関係である。さらに検知抵抗の値は
固定されたま＼であるので、検知抵抗を横切る電圧降下
は常に直接ループ電流工、の量に対応する。
サラニハルス幅変調器１３の内部のオシレータ周波数が
比較的高いので、キロヘルツ範囲において、回路の応答
時間、すなわちループ電流が入力電圧の変化に応答する
にかかる時間は非常に早く、ミリセコンドのオーダであ
る。
比較的高いので、キロヘルツ範囲において、回路の応答
時間、すなわちループ電流が入力電圧の変化に応答する
にかかる時間は非常に早く、ミリセコンドのオーダであ
る。
第２図のアナログ電流ループ出力回路の効率は、第１図
に示された既知のアナログ電流ループ出力回路の効率を
非常に越えるということがわかっている。この発明によ
り回路の効率を増加することに寄与する主な要因は、与
えられた入力電圧に比例した電流工、を励振するに要す
る直流電圧の量だけがコンデンサ９を横切って生じるよ
うに、ループ電流工、を励振する電圧が変化するという
ことである。さらに効率は電力トランジスタ２７およ、
び６３がスイッチオンおよびスイッチオフされる非線形
技術によって実現される。すなわち、所望のループ電流
工、に直接対応させてパルス幅変調器１６によって生ず
る矩形波パルスの衝撃係数を調節することによって、電
力トランジスタ２７および３３の全導通時間もまた所望
のループ電流の関数である。
に示された既知のアナログ電流ループ出力回路の効率を
非常に越えるということがわかっている。この発明によ
り回路の効率を増加することに寄与する主な要因は、与
えられた入力電圧に比例した電流工、を励振するに要す
る直流電圧の量だけがコンデンサ９を横切って生じるよ
うに、ループ電流工、を励振する電圧が変化するという
ことである。さらに効率は電力トランジスタ２７およ、
び６３がスイッチオンおよびスイッチオフされる非線形
技術によって実現される。すなわち、所望のループ電流
工、に直接対応させてパルス幅変調器１６によって生ず
る矩形波パルスの衝撃係数を調節することによって、電
力トランジスタ２７および３３の全導通時間もまた所望
のループ電流の関数である。
さらに、パルス幅変調器１３は集積回路チップの形体で
履行されるので、わずかな電力量が回路のこの部分にお
いて消失される。第２図の回路における電源の主な損失
は電力トランジスタ２７および３３においてである。し
かしながらこれらのトランジスタはターンオンしている
時に電力を消失するのみで、かつ各電力トランジスタは
、矩形波パルスの衝撃係数に依存して５０％以下の時間
だけ導通ずるので、これら電力トランジスタ２７および
３５による電力損失は、この発明の原理に従って最小に
される。損失の他の部分は事実上理想的ではない変圧器
においてであり、そして最小の電力量が種々のバイアス
抵抗および他の電子部品において消失される。とシわけ
第１図の従来の回路における５０％の最大値と比較して
、回路によって要求される電力の６５％から７０ｑｂが
負荷７によって使用されるということが分った。
履行されるので、わずかな電力量が回路のこの部分にお
いて消失される。第２図の回路における電源の主な損失
は電力トランジスタ２７および３３においてである。し
かしながらこれらのトランジスタはターンオンしている
時に電力を消失するのみで、かつ各電力トランジスタは
、矩形波パルスの衝撃係数に依存して５０％以下の時間
だけ導通ずるので、これら電力トランジスタ２７および
３５による電力損失は、この発明の原理に従って最小に
される。損失の他の部分は事実上理想的ではない変圧器
においてであり、そして最小の電力量が種々のバイアス
抵抗および他の電子部品において消失される。とシわけ
第１図の従来の回路における５０％の最大値と比較して
、回路によって要求される電力の６５％から７０ｑｂが
負荷７によって使用されるということが分った。
この発明の詳細な説明は種々の変更、変化および適用に
対して許容され、そして同じことは特許請求の範囲と等
しい意味および範囲内で解釈されるよう意図されている
ということが理解されるべきである。
対して許容され、そして同じことは特許請求の範囲と等
しい意味および範囲内で解釈されるよう意図されている
ということが理解されるべきである。
第１図は従来のアナログ電流ループ出力回路を示すブロ
ック回路図、第２図はこの発明の一実施例によるアナロ
グ電流ループ出力回路を示すブロック回路図、第３ａ図
および第３ｂ図は第２図の回路の動作を説明するための
信号波形図である。図において、 ７・・負荷、９・・コンデンサ、１３・・パルス幅変調
器、１７・・検知抵抗、１９・・差動増幅器、２７−５
５・・電力トランジスタ、３７・・昇圧変圧器、４９・
・平滑コイルである。
ック回路図、第２図はこの発明の一実施例によるアナロ
グ電流ループ出力回路を示すブロック回路図、第３ａ図
および第３ｂ図は第２図の回路の動作を説明するための
信号波形図である。図において、 ７・・負荷、９・・コンデンサ、１３・・パルス幅変調
器、１７・・検知抵抗、１９・・差動増幅器、２７−５
５・・電力トランジスタ、３７・・昇圧変圧器、４９・
・平滑コイルである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）入力電圧の量に比例するよう負荷を通るアナログ電
流の量を制御するための方法であつて、 前記負荷と電気的に直列に検知抵抗を接続 し、 前記負荷と前記検知抵抗とを通る電流を励 振するよう、前記負荷と前記検知抵抗との直列接続体に
かゝる制御可能な直流電圧を生成し、 電流が導通した時、前記検知抵抗にかかる 電圧降下に対応する量を有したフィードバック電圧を提
供し、 前記入力電圧に応答して周期的な矩形波パ ルスを生成すると共に、前記入力電圧およびフィードバ
ック電圧の量の間の差に応答して各矩形波パルスのパル
ス幅を調整し、そして、前記負荷および前記検知抵抗を
通つて流れ る電流の量が前記フィードバック電圧の量を前記入力電
圧の量に対応させるまで、前記矩形波パルスのパルス幅
の関数として前記制御可能な電圧の量を調節し、それに
より前記負荷を通る電流が前記入力電圧の量に比例して
維持されるようにした、 ことを特徴とするアナログ電流の量を制御するための方
法。 ２）入力電圧の量に比例するよう負荷を通る電流の量を
制御するための電圧調節される電流供給装置であつて、 前記負荷と電気的に直列に接続される検知 抵抗と、 前記負荷および前記検知抵抗の直列接続体 にかかる制御可能な電圧を生成して、前記負荷および前
記検知抵抗を通る電流を励振するよう接続される制御可
能な電圧源手段と、 前記検知抵抗に接続され、前記検知抵抗に 電流が導通した時、前記検知抵抗を横切つて生じる電圧
に対応したフィードバック電圧を提供するフィードバッ
ク手段と、 前記入力電圧を受ける第１の入力端子、前 記フィードバック電圧を受ける第２の入力端子、および
前記制御可能な電圧源手段に接続される出力手段を有し
た矩形波パルス手段と、を備え、前記矩形波パルス手段
は前記入力電圧に応答して、前記出力手段において周期
的な矩形波パルスを生成し、かつ前記入力電圧および前
記フィードバック電圧の量の間の差に応答して各矩形波
パルスのパルス幅を調整し、前記制御可能な電圧源手段
は前記矩形波パルスに応答し、前記負荷および前記検知
抵抗を通つて流れる電流の量が前記フィードバック電圧
の量を前記入力電圧の量に対応させるまで、前記矩形波
パルスのパルス幅に依存して前記制御可能な電圧の量を
調節し、それにより前記負荷を通る電流が前記入力電圧
の量に比例して維持されるようにしたことを特徴とする
電圧調節される電流供給装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US68973485A | 1985-01-08 | 1985-01-08 | |
| US689734 | 1985-01-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61164467A true JPS61164467A (ja) | 1986-07-25 |
Family
ID=24769713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61000830A Pending JPS61164467A (ja) | 1985-01-08 | 1986-01-08 | アナログ電流制御方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61164467A (ja) |
| KR (1) | KR940002646B1 (ja) |
| FR (1) | FR2575844B1 (ja) |
| IT (1) | IT1191469B (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6430387A (en) * | 1987-07-27 | 1989-02-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Y/c separator circuit |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4290101A (en) * | 1977-12-29 | 1981-09-15 | Burroughs Corporation | N Phase digital inverter |
| US4386311A (en) * | 1981-09-08 | 1983-05-31 | Motorola Inc. | Dual slope pulse width modulation regulator and control system |
-
1985
- 1985-12-27 FR FR8519310A patent/FR2575844B1/fr not_active Expired
-
1986
- 1986-01-07 IT IT41502/86A patent/IT1191469B/it active
- 1986-01-08 KR KR1019860000037A patent/KR940002646B1/ko active IP Right Grant
- 1986-01-08 JP JP61000830A patent/JPS61164467A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6430387A (en) * | 1987-07-27 | 1989-02-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Y/c separator circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IT1191469B (it) | 1988-03-23 |
| KR860006165A (ko) | 1986-08-18 |
| IT8641502A1 (it) | 1987-07-07 |
| KR940002646B1 (ko) | 1994-03-26 |
| FR2575844B1 (fr) | 1988-12-23 |
| FR2575844A1 (fr) | 1986-07-11 |
| IT8641502A0 (it) | 1986-01-07 |
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