JPS6095304A - 近接渦電流変換器およびこれを使用する導電性金属面の近接測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は近接渦電流変換器およびこれを使用する導電性
金属面の近接測定装置に関し、さらに、本発明は導電性
金属面に面して位置決めされた少なくとも１つの渦電流
変換器によって導電性金属面の近接を測定するための装
置に関するものである。この装置はロボット工学に関連
する処理において使用される。例えば、かかる装置はロ
ボット化した組立設備において輪郭検知器としてかつ自
動溶接機において接合検知器として使用されることがで
きる。

表面の輪郭を検知するための装置は１９８１年６月４日
に出願されたシー・イー・ニー（Ｃ，Ｅ、Ａ、）フラン
ス特許第２．５０７．３１０号から知られている。

この目的のため、近接測定を実施しかつ検知されるべき
輪郭がそれによシ走査される渦電流コイルまたは列をな
してまたはマトリクスに配置されかつ同時に供給される
渦電流コイルを使用することがテキ、コイルによって供
給される信号は順次マルチプレックス手段を使用する単
一処理回路によつて処理される。

公知の装置において、処理回路は各コイルによって供給
される信号とその供給発振器から引き出される基準信号
との間の位相差の関数である連続信号を発生する。この
測定手順は、測定された位相差が向い合う金属にし菱が
って渦電流による損失の変化と無関係でないため、金属
の性質と無関係に達成することができない。

さらに、１９７９年４月２５日にニラポン・キカン株式
会社によって出願されたフランス特許第２、４２５．５
１５号は、コイルのマトリクスの種々の渦電流コイルが
、それらにより供給される信号が順次処理回路によって
処理されることができるような方法において、連続して
励磁される輪郭検知装置を開示している。

かかる装置は各操作により順次コイルをバランスさせる
困難の独立を達成することを可能とする。

しかしながら、測定は、１つのコイルから次のコイルへ
の切換え中コイル内に電流を形成するに要する時間によ
って、従前の装置に比して遅らされる〇 本発明の目的は、渦電流変換器および従来装置の欠点を
受けずかつとくに金属の透磁性の自由および近接測定に
おける加熱の達成を町盲目にする空気中でのりラフタン
ス測定の実施を可を目にする、渦電流変換器を使用する
導電性金属面の近接濱１］定装置にある。

コイルに面する金属の性質に対して最／」＼感度を有す
る測定手順を明確にするために、本発明による装置は、
表面に向い合って位置決めされた少なくとも１つの渦電
流変換器からなり、各変換器は少なくとも１つのコイル
、前記変換器に供給する正弦波電源、変換器によって供
給される正弦波信号を処理するための手段からなりそし
て前ｌ己処理手段は前記コイルのインピーダンスの誘導
成分のみを測定するための手段を組み込んでいる０演１
］定されるリラクタンスが金属中のリラクタンスではな
いが空気中のリラクタンスであるために、また、その周
波数が１００ＫＨｚ（所望の精度に比例して増加する）
を超える電圧を供給する電源カニ使用される。

本発明の好適な実施例によれば、信号の誘導成分を測定
するための手段は同期検知手段であり、基準信号は変換
器に供給する正弦波周波数と同一周波数の信号でありそ
して一定の角度（変換器に応じて０またはπ／２）だけ
前記信号に関連して位相変位される。好ましくは、いか
なる発振をも除去するために、同期検知のｆ過は、前記
信号の付与された全数の周期中、基準信号と同期して作
動する積分手段によって行なわれる０ 好ましくは、これらの手段はまた近接信号の利得および
オフセット電圧を自動的に補正するのに使用される。こ
れらの自動利得およびオフセット補正手段はとくに各変
換器になされるべき補正が記憶されるメモリからなるこ
とができる。さらに、１またはそれ以上の制御変換器が
基準面に関連して一定位置に置かれることができ、前記
変換器はそれらの特性の進展がメモリの内容の補正を可
能にするような方法においてメモリに接続される。

前記制御変換器は測定のため直接使用される変換器と同
一型式からなるべきである。

それに続く使用を容易にするために、利得およびオフセ
ット補正後の近接信号は好ましくはアナログ−デジタル
変換器に導入されかつ次いで較正曲線が記憶される直線
化メモリをアドレスする。

本発明の他の特徴によれば、距離変化によらないすべて
の信号変化を除去するために、電源は発振器および該発
振器を振幅および周波数において制御するための手段か
らなる。

本発明の第１の構造的変形例によれば、変換器コイルは
前記面の方向に開放されたＵ形状の磁気回路に置かれ、
電源はコイルの端子に直接接続されそして変換器によっ
て供給される正弦波信号は低インピーダンスの電流−電
圧変換器によってコイルを通過する電流から得られる。

本発明の第２の構造的変形例によれば、変換器は表面の
方向に開放されたＥ形状の磁気回路、端部分岐の一方に
置かれた送信コイルおよび他端部分岐に部分的にかつ中
間分岐に部分的に巻回された受信コイルからなり、電源
は送信コイルの端子に接続されそして変換器によって供
給される正弦波信号は受信コイルの２つの部分に誘起さ
れる信号を対立して置くことにょシ得られる。

本発明の第３の構造的変形例によれば、変換器はＨ形状
の磁気回路、該磁気回路の中間分岐に置かれた励磁コイ
ル、磁気回路の端部分岐に置かれた受信コイルおよびそ
の近接が測定される面に対して反対側の端部分岐の部分
の前方に一定距離で置かれた導電性基準面がらなり、電
源は励磁コイルの端子に接続される。

本発明による装置が導電性金属面の輪郭を検知するのに
使用されるとき、装置は少なくとも一列の整列された渦
電流変換器、該変換器に同時に供給する電源、変換器に
よって供給される各信号を処理手段に連続して注入する
のに設けられたマルチプレックス手段からなる。

変換器を温度変化に対して不感にするために、本発明は
また近接渦電流変換器に関し、該変換器はその近接が測
定される金属物体の方向に開放されたＥ形状の磁気回路
、端部分岐の一方に置かれた送信コイルおよび低端部分
岐に部分的にかつ中間分岐に部分的に巻回されかつ対立
して接続される受信コイルからなる。

多点変換器の軸方向解像度を改善するために、本発明は
また、幾つかの並置された基本変換器からなシ、各基本
変換器がその近接が測定される金属物体の方向に開放さ
れた磁気回路に置かれる少なくとも１つの渦電流コイル
を有し、前記基本変換器はそれらの磁気回路が平行面内
に配置されるように並置される近接渦電流変換器に関す
る。

最後に、方向性および妨害に対する不感を改善するため
に、本発明はまた基本変換器間に配置されかつ変換器間
のシールドとしてかつ検知されるべき物体の方向に磁束
を導くように、力線のガイドとして作用する金属板を組
み込んでいる多点近接変換器に関する。

第１図に略示されるごとく、本発明による輪郭検出装置
は、本質的に、直列に整列されかつ被検出輪郭に面して
位置決めされるｎ個の渦電流変換器Ｃ工〜Ｃｎに並列に
給電する正弦波電源１０からなる。後で示すように、変
換器型式の結果として、変換器によって供給される信号
土、〜１ｎは直接、またはｎ個のバッファ段Ｔ工〜Ｔｎ
を通ってマルチプレクサ１４に送信されることができ、
バッファ段は信号１□〜Ｉｎを電圧信号Ｕよ〜Ｕｎに変
換する。マルチプレクサ１４の出力は発振器１Ｂによっ
て送信された一定周波数の方形波信号Ｕ。によってそれ
自体は作動させられるシーケンサ１６によシその大刀の
各々に連続して切シ換えられる。発振器１８は、後で示
すように、電源１０によって供給された正弦波信号Ｕを
周波数および位相制御するのに役立つ。

マルチプレクサ１４からの信号ｕ１は方形波信号Ｕ。

によって制御されかつその特性が続いて分析される信号
Ｕ、をその出力に供給する増倍器２ｏを有する周期検知
器２０〜２２に注入される。この信号Ｕａはまたシーケ
ンサ１６によって制御されるフィルタ回路ηで沖過され
る。回路２２によって供給されるアナログ信号ｕｆ３は
次いでデジタル信号に変換され、次いでシーケンサ１６
によって制御されかつ第１図にブロック２４で略示され
る回路によって直線化される０デジタル信号Ｓの表示を
可能にする回路２４の出力の数はコンピュータのために
それになされるようなその後の使用の結果として決定さ
れる。例えば、その後の使用が８ビツトで作動するコン
ピュータであるとき回路２４は８個の出力を有する。

第１図に示した輪郭検出装置を構成する種々の要素を第
２図ないし第９図に関連して詳細に説明する。

まず第２図において、電源１０は周波数、位相および振
幅において制御される発振器２６からなん該発振器２６
によって供給される電力増幅器２８は、装置の精度を妨
げないように、一定の周波数および振幅を有する正弦波
電圧Ｕを供給すん発振器２６の振幅制御は基準電源６０
によって行なわれる讃幅器２８によって供給される信号
Ｕの振幅検知器６２によって検知されかつ比較器３４に
おいて電源６０によって供給された基準電氏と比較され
、比較器３４の出力は発掘器２６によって供給される信
号の振幅を補正するように発振器２６に作用すんかくし
て変換器コイル用正弦波電源電圧Ｕは一定の振幅を有す
る。したがって、隣接変換器に関連して各変換器の独立
を保証することを助長するフラックスが強制される。

比較できる方法において、増幅器２８によって供給され
た正弦波信号Ｕの位相は位相比較器６６において基準と
して作用する信号用の位相と比較され、位相比較器６６
の出力は、発振器２６によって電力増幅器２８に供給さ
れる信号の周波数を補正するために、発振器２６に作用
する。

本発明の重要な特徴によれば、発振器２６によって供給
される信号の周波数および位相制御を行なうのに使用さ
れる周波数基準は、第１図に関連して前に示したごとく
、周期検知器２０に注入されかつシーケンサ１６を制御
するのに使用される信号Ｕ。？！−供胎する発振器１８
によって供給されんこれはランダムスイッチングによっ
て発生される妨害の除去を可能にす妬基Ｉ４Ａ信号Ｕ。

の周波数安定性を保証するために、発振器１８は好まし
くは水晶制御発振器である。

本発明の他の重要な特徴によれば、位相比較器５６は変
換器Ｃ□〜ｏｎＶＣ供給するのに使用される正弦波信号
Ｕと発振器１Ｂによって供給される基準信号Ｕ。との間
の一定の位相変位βの永続的維持をを可能にする。発振
器１８によって供給される周波数Ｕ。の良好な周波数安
定性のため、電源１０によって供給される正弦波信号Ｕ
の周波数安定性は結果として保証される。

好ましくは、信号［７（！：Ｕｏとの間の位相比較器３
６によって確立される位相変位βは変換器コイルのイン
ダクタンス変化のみが測定されるような方法において固
定される。ｉ３ａ図に関連して記載される変換器の場合
において、この位相変位はπ／２である。第３ｂ図に関
連して記載される変換器の場合には、０である。この特
徴の重要性はインダクタンスが変換器を金属面から引き
離す距離にのみ依存しかつ温度とはある意味で無関係で
ある唯一の量であることを思い浮かべると明らかである
。

変換器のコイルに供給するのに使用される正弦波信号σ
の周波数は変換器によって送信される電磁波が１／１’
Ｏｍｍ以上まで金属シート（アルミニウム、鉄、種々の
合金、銅等を貫通しないように選ばれる。低い貫通厚さ
の選択は金属の透磁率、その構造、型式および温度にお
ける欠点からの独立の達成を可能にする。

さらに、変換器Ｃ工ないしＣｎに供給するのに使用され
る正弦波信号の電圧制御は金属シートの近接に依存しな
い強制フラックスをそれに確立することを可能にする。

変換器Ｃ工〜Ｃｎの各々に供給される電流１□〜ｉｎは
その場合に係数および位相において測定されることがで
きる。

本発明の他の重要な特徴によれば、一連のまたは一列の
変換器Ｃ□〜Ｃｎの変換器の各々がその磁気回路に方向
特性を付与する独特の構造を有し、その結果それらがこ
のように定義された方向に関連して移動される金属塊に
対して実質上不感応となる。さらに、変換器列は変換器
間のかつ外部電磁妨害に対するシールドを設けるのに使
用される相補的要素を有することができ、その結果これ
らの変換器の各々の範囲が改善される。

２つの構造的変形はこれらの結果を得るのを可能にしか
つ第３ａ図および第３ｂ図、ならびに第４ａ図および第
４ｂ図に関連して説明される。

第３ａ図に示した第１の変形例において、各変換器Ｃは
σ形状の磁心３８およびコイル４０からなる。第３ａ図
に関連して前述された変換器の特性の結果として、方向
性磁気回路は、力線が磁心６８の分岐４２ａ、４２ｂの
端部間で閉止されかつこれらの分岐の軸線を通る平面の
直ぐ近くに残るために得られることが解かる０ さらに、これらの変換器は被検出輪郭に沿って軸方向の
高解像度を許容する制限された厚さｅを有する。さらに
、この減じられた大きさはそれらの範囲を決して減じな
い。

例えば、７　ｍｍの厚さｅ、１Ｑｍｍの高さり、および
１６關の長さＥを有する変換器の場合において、２５闘
の範囲が得られた。

第４ａ図に示すごとく、第３ａ図の変形による変換器Ｃ
工〜Ｃｎは、各変換器の分岐４２ａおよび４２ｂの各々
の軸線を通る平面が互いに平行であるように、被検出輪
郭に面して整列される。さらに、外部電磁妨害に対する
免除および変換器間の独立が整列された変換器列の両側
に金属板４４を置くことによりかつ変換器間に金属板４
６を置くことによシ改善されることができる。これらの
板４６および４４は分岐４２ａ、４２ｂの端部と反対側
でかつその前方に輪郭を検出したい表面が置かれる変換
器列の後ろに位置決めされた板４８によって支持される
。

さらに、その付与された寸法のため変換器の範囲は同一
変換器の分岐４２ａ、４２ｂの各々の間に金属板５０を
置くことによって増大されることができる。したがって
、この板は、力線が長くされるような方法で、一方の極
から他方の極に直接通過する力線の除去を可能にする。

第４ａ図に示すごとく、これらの板５０は板４６によっ
て支持されることができかつ板４６から電気的に絶縁さ
れねばならない。

留意されるべきことは、変換器Ｃ□〜Ｃｎの直線的関係
が特性を著しく変化するということである０すべでの変
換器の同時の位相励起は範囲の相当な改善を引き起す。

したがって、変換器列からの一定の距離において、磁界
は直線磁気回路によって発生される磁界に等しくかつ変
換器の分岐４２ａおよび４２ｂに対して平行に延びる軸
線Ｘに沿って１／χ２の法則にしたがって減少するのに
対してそれは単一の変換器に関しては１／ｘにしたがっ
て減少する。この現象の結果は放出された磁力線の良好
な集束、すなわち変換器から離れて動くときのフラック
スの良好な集中である。したがって変換器の範囲は、そ
れらの方向性であるように、増大される。

第３ｂ図は本発明によって使用されることができる変換
器Ｃ′□の各々の他の変形例である。

この変形例において、各変換器Ｃ／、はＥ形状磁心６８
′、該磁心３８′の端部分岐４２′ａに巻回されり送信
コイル４１′およびそれぞれ磁心３８′の他端部分岐４
２′ｂにかつ中１ｎ１分岐４２′Ｃに巻回された２部分
４３′ａおよび４３′ｂの受信コイルからなる。

分岐４２′ｂおよび４２′Ｃ上の受信コイルの２部分４
３′ｂの巻線は、第３ｂ図に示すごとく、逆方向に行な
われる。

第５ｂ図に示した変換器Ｃ／１は送信分岐４２′ａを通
過するフラックスが閉止しかつ２つの分岐４２′ｂと４
２′Ｃとの間に分布されるようになっている。

分岐４２′ｂ上で１方向に部分的にかつ分岐４２′ｃ上
で他方向に部分的に巻回された受信コイルはその端子に
おいて２つの７ラツクスの差に比例する電圧Ｕ１を供給
する。

第６ｂ図の変換器において、分岐４２’ａ、　４２’ｂ
および４２′Ｃの各々の高さは変換器に面している金属
シートがないとき、出力電圧がゼロであるように好まし
くは選択される。この特徴は離れたシートに関して変換
器の感度かつ結果としてその烏、Ｌ囲の増大を可能にす
る。

第３ｂ図の変形例は第６ａ図の変形例と同一の利点を有
する。とくに、それは磁心３８′の３つの分岐の軸線を
通過する平面内に力線を配置することを可能にしかつ与
えられた範囲に関して最小の大きさおよび軸方向の高解
像度を有する。

さらに、第３ａ図の変換器に比して、第３ｂ図の変換器
はそれに良好な温度および時間の安定性を付与する差動
壓からなる利点を有している。

第４ｂ図に示すごとく、変換器Ｃ′□およびＣ／。

は第４ａ図の変形例における変換器Ｃ□〜Ｃｎと同一方
法において、整列された列で配置される。同じ方法で、
シールドの一部をなす金属板４４′および４６′は好ま
しくは変換器のまわりに配置されかつ板４８′に固着さ
れる。最後に、板５０′は、その範囲を増大するために
、各変換器の分岐４２′ａおよび４２′Ｃ間に位置決め
されることができる。

第６ａ図に示した非差動変換器の場合に、各変換器の出
力信号１．はその特性が第５図に関連して詳細に説明さ
れるバッファ段（第１図）に供給される。

第３Ｃ図は本発明によって使用される仁とができる変換
器Ｃ′□の各々の３つの変形例を示す。この変形例にお
いて、各変換器Ｃ′′１はＨ形状の磁心６８−該磁心６
８′の中間分岐３８′ａに巻回された励磁コイル４１′
および中間分岐３８′ａの両側で、磁心６８′の他の分
岐３８＃ｂおよび３６＃ｃの各々に巻回された受信コイ
ル４３′からなる。第３ｂ図の場合におけるように、分
岐６８′ｂおよび３８’Ｃへの受信コイルの巻線は反対
方向に行なわれる。

中間分岐３８’ａの同じ側に置かれた分岐３８′ｂおよ
び６８′Ｃの部分に面する一定距離に基準導電面４５を
位置決めするとき、受動基準変換器ＣＰが受信コイル４
６′の対応部分により得られる。しかしながら、その近
接Ｘが測定される導電面Ｓに面して位置決めされる分岐
３８’ｂおよび６８“Ｃの反対部分ならびにコイル４３
′の対応部分は能動変換器ＣＡを構成する。

したがって変換器列の変換器Ｃ”、の各々は考え得る偏
差の拒絶を助長する差動測定の実施を可能にする。さら
に、記載された構造は差で観察される変化の力学の減少
に至る指数とのこの差の関連を可能にする。第３ａ図の
変換器のような、Ｕ形状変換器に比して、これは変換器
の応答の非直線性の減少に通じかつその感度は増加され
る。

明らかなごとく、変換器Ｃ“□〜Ｃ″。の列は第４ａ図
および第４ｂ図に関連して変換器ＣよおよびＣ′□に関
して記載された方法に比較し得る方法において実施され
ることができる。

第５図は変換器Ｃ□のコイルｂ工（コイル４０）を示す
。周波数、位相および振幅において制御される電源１０
の使用により、コイルｂ□には一定電圧Ｕが供給される
。本発明によれば、電源１がコイルｂ□を通過しかつそ
の変化が向い合う金属面から変換器を引き離す距離の変
化によって発生されるコイルのインピーダンスの変化を
示す。

変換器が第６ａ図の変形例にしたがって作られるとき、
変換器Ｃ□〜Ｃｎの各々と連係するバッファ段は電流信
号１を電圧信号Ｕ□に変換しかつ変換器に面する金属シ
ートがないとき電圧レベルがゼロであるような方法で電
圧レベルを調整する２重の作用を有する。

このために、コイルｂ□を通過する電流１は電流−電圧
変換器５２に注入されかつキャパシタンスＣよがコイル
ｂ□の各々に平行に接続される。キャパシタンスＣ□の
作用は変換器に面するシートがないときゼロ復調電圧を
得るように調整される復調信号に定数を再び付加するこ
とである。

この特徴は２つの利点を提供する。まずそれはコイルと
キャパシタンスがその場合に同調除波器回路を形成する
ため増幅器によって供給される電流の減少を可能にする
。また、検出信号がそのまわ９で変化するｄ、ｃ、成分
が除去されるため、装置の力学および精度の改善を可能
にする。さらに、留意されるべきことは、コイル端子に
おいて電源電圧Ｕの一定維持を可能にする変換器５２の
入力インピーダンスが非常に低いということである。

再び第１図を参照して、第３ａ図の変形例において変換
器５２を出るかまたは第３ｂ図において変換器Ｃ／１か
ら直接でる電圧信号Ｕよの各々は順次それらをシーケン
サ１６の作用下で同期検知器２０に送信するマルチプレ
クサ１４に注入されることを見ることができる。マルチ
プレクサ１４はｎ個の入力を有するアナログ型からなる
。マルチプレクサ１４は、遷移状態での無作為位相変位
の作用を除去するために、方形波信号σ。の同期制御論
理によって構成されるシーケンサ１６によｐ制御される
。

第７図に示すごとく、信号Ｕ□の各々はα１だけ位相変
位そしてそれは変換器に供給する信号Ｕに関連して向い
合う面から対応する変換器を引き離す距離を特徴づげる
直角位相の誘導成分ｕｌＳｉｎα１で必る。さらに、発
振器１８によって供給される方形波信号Ｕ。は信号Ｕか
りしたがって信号ｕ１の各々と同一周波数を有するが、
信号Ｕに関連して、好ましくはπ／２に等しい位相変位
βを有する０信号Ｕおよびσ。を同時に受信する増倍器
２０は信号Ｕ。の正の半周期中信号Ｕ□に対応する信号
Ｕｄをそして信号Ｕ。の頁の半周期中信号Ｕ□の逆の信
号を供給するために互いに信号を増倍する作用を有する
。結果として生じる信号の平均値が変換器によって供給
される信号の直角位相成分ｕ、ｓｉｎα１に比例するこ
とは自明である。

信号ｕｄは入力スイッチ５６およびリセットスイッチ５
８と連係する積分器５４によって本質的に構成されるフ
ィルタ２２に導入されることを第６図から見ることがで
きる。詳言すれば、信号ｕｄはスイッチ５６を通って積
分器５４の頁の入力に注入される。リセットスイッチ５
８は積分器５４のキャパシタンスＣと並列に接続される
。積分器の正、の入力は接地される。

スイッチ５６および５８は、信号ｕｄの周期の全数Ｎ中
鎖分器５４を作動させかつ他の変換器に対応する信号ｕ
ｄを注入する前に装置をゼロにリセットさせるように、
シーケンサ１６によって制御される。このようにして得
られた信号ｕｓの形状は第７図に示す。周期数Ｎ後得ら
れた信号ｕ６の値は各変換器によって供給された信号Ｕ
の直角位相成分ｕ１ｓｉｎ　□かつ結果として向い合う
面からこれらの変換器を引き離す距離を示すことが理解
される。

積分器５４の出力でこの方法において得られたアナログ
ｄ、　ｃ、電圧信号ＵＳは次いで、８ビツトコンピユー
タでの使用を許容するために、デジタルに変換されねば
ならない、第８図に示すごとく、変換はアナログ−デジ
タル変換器６０によって行なわれる。この変換器には、
好マしくは自動利得およびオフセット補正装置、ならび
に直線化装置が付加される。

第８図に示した利得およびオフセット補正装置は応答曲
線が同一テンプレート（上層）に挿入されるために各変
換器に関してなされるような補正が記憶される２つのメ
モリ６２．６４からなる０該メモリ６２および６４中の
オフセットおよび利得補正の記録は一回限りの基礎で実
施される装置の従前の較正中に行なわれる。

一定の変換器のためメモリ６２内に記録されたデジタル
オフセット補正信号は加算器６８中の前記変換器に対応
する信号ｕｓに加算される以前にデジタル−アナログ変
換器６６においてアナログ形状に変換される。さらに、
メモリ６４内に記録されかつ前記同一変換器に対応する
デジタル利得補正信号は利得を補正するためアナログ−
デジタル変換器６０に注入される以前に第２のデジタル
−アナログ変換器７０においてアナログ形状に変換され
る。

さらに、使用される変換器の型式の結果として、それら
の特性の進展を永続的に分析しかつ例えば温度による考
え得る偏差を補償するためにオフセットおよび利得メモ
リの内容を補正することを可能にする２つの制御装置を
有することを要するかも知れない。これらの制御装置の
一方はとくに金属シートに係合されることができ、一方
、他の制御装置は前記シートから限定されている距離に
置かれることができる。

明らかなごとく、メモリ６２および６４のアドレッシン
グはマルチプレクサ１４およびｆ過積分器５４と同時に
シーケンサ１６によって制御される０ また、第８図に示すごとく、変換器６０からの信号は較
正曲線が以前に記憶されている直線化メモリ７２をアド
レスするのに使用される。この曲線は第９ａ図に示され
た距離りと信号ｕｓの対応する値との間の非直線関係を
記憶することにより較正中に得られる。測定中、このメ
モリが読み取られる一方入力としてｕ８を取る。対応す
る出力Ｓは第９ｂ図に示されるように、次いでＤに比例
する。

極めて満足する結果が本発明による装置の原型で行なわ
れた試験によシ得られた。とくに、変換器の範囲は、磁
気回路および電子的処理回路を備えることにより、従来
装置に比してｉｔぼ２倍である。さらに、十分な範囲の
ための変換器の大きさの減少はその場合に軸方向の高解
像度の取得を可能にする。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による導電性金属面の輪郭を検出するだ
めの装置を示すブロック図、 第２図は第１図の装置の周波数、位相および振幅に依存
する供給回路を示すブロック図、第３ａ、３ｂおよび３
０図は第１図の装置に使用される変換器の列を構成する
各変換器の５つの構造的変形例を示す斜示図、 第４ａおよび４ｂ図は第３ａおよび３ｂ図の変形例によ
って構成される変換器の直線配置を示す斜視図、 第５図は前記変換器が第３ａ図および第４ａ図の変形例
にしたがって構成されるとき、第１図の装置の各変換器
の出力に設けられるノくツファ段の１つを示す回路図、 第６図は第１図の装置の処理回路の同時検知およびｆ退
役を示すブロック図、 第７図は第１図の装置の種々の点における信号の形状を
示す波形図、 第８図はアナログ−デジタル変換器および回路が得られ
たデジタル信号の直線化を可能にする、第６図の回路か
ら出る信号のレベルおよび利得を補正するための回路を
示すブロック図、第９図（ａ）および（ｂ）は第８図の
直線化回路に記憶された較正曲線を示す特性図である。 図中、符号Ｃ□〜Ｃｎは渦電流変換器、１０は正弦波電
源、１４はマルチプレクサ、１６はシーケンサ、１８は
発振器、２０は増倍器、２２はフィルタ回路、２４は直
線化回路、２６は発振器、Ｃ９Ｃ’１．Ｃ“□は変換器
、３８．３８’、３８’は磁心、４２ａ、４２’ａ、４
２ｂ、４２’ｂは端部分岐、４２′Ｃは中間分岐、４０
はコイル、４１′は送信コイル、４３’ａ、４３’ｂ、
４３’は受信コイル、４１′は励起コイル、４４．４４
’、４６．４６’、５０゜５０′は金属板、６０はアナ
ログ−デジタル変換器６２．６４はメモリである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）近接が測定される金属物体の方向に開放されたＥ
   形状磁気回路と、端部分岐の一方に置かれた送信コイル
   と、他端部分岐に部分的に巻回されかつ中間分岐に部分
   的に巻回されそして反対に接続された受信コイルとから
   なることを特徴とする近接渦電流変換器。 （２）幾つかの並置された基本変換器からなり、各基本
   変換器がその近接が測定される金属物体の方向に開放さ
   れた磁気回路に置かれる少なくとも１つの渦電流コイル
   を有し、前記基本変換器はそれらの磁気回路が平行面内
   に配置されるように並置されることを特徴とする近接渦
   電流変換器。 （８）前記変換器は金属板によって分離されかつ囲繞さ
   れることを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の近
   接渦電流変換器。 （４）前記各変換器の反対方向に極性を付与された平行
   分岐が金属板によって分離されることを特徴とする特許
   請求の範囲第３項に記載の近接渦電流変換器。 （５）導電性金属面に向い合って位置決めされかつ少な
   くとも１つのコイルを有する少なくとも１つの渦電流変
   換器、各変換器に供給する正弦波電源および前記変換器
   によって供給される正弦波信号を処理する手段からなり
   、該処理手段が前記コイルのインピーダンスの誘導成分
   のみを測定する手段を組み込み、前記電源はその周波数
   が１００ＫＨｚを超える正弦波電圧を供給することを特
   徴とする近接渦電流変換器を使用する導電性金属面の近
   接測定装置。 （６）信号の誘導成分を測定する前記手段は同期検知手
   段であり、基準信号は正弦波電圧に関連して一定の角度
   だけ変位された同一周波数および位相の信号であること
   を特徴とする特許請求の範囲第５項に記載の近接渦電流
   変換器を使用する導電性金属面の近接測定装置。 （７ン近接信号の利得およびオフセットを自動的に補正
   するための手段が設けられることを特徴とする特許請求
   の範囲第５項に記載の近接渦電流変換器を使用する導電
   性金属面の近接測定装置。 （８）前記自動利得およびオフセット補正手段はなされ
   るべき補正が記憶されるメモリからなることを特徴とす
   る特許請求の範囲第７項に記載の近接渦電流変換器を使
   用する導電性金属面の近接測定装置。 （９）基準面に関して一定位置に貨かれた少なくとも１
   つの制御変換器からなり、前記変換器はその特性の進展
   が前記メモリの内容の補正を可能にするように前記メモ
   リに接続されることを特徴とする特許請求の範囲第８項
   に記載の近接渦電流変換器を使用する導電性金属面の近
   接測定装置。 叫前記近接信号はアナログ−デジタル変換器に導入され
   そして該変換器によって供給されるデジタル信号は較正
   曲線が記録される直線化メモリをアドレスすることを特
   徴とする特許請求の範囲第７項に記載の近接渦電流変換
   器を使用する導電性金属面の近接測定装置。 （６）前記電源は発振器および該発振器を振幅および周
   波数において制御する手段からなることを特徴とする特
   許請求の範囲第５項に記載の近接渦電流変換器を使用す
   る導電性金属面の近接測定装置０（皺前記変換器コイル
   は前記面の方向に開放されたり形状の磁気回路に取り付
   けられ、前記電源は前記変換器端子に直接接続されそし
   て前記変換器によって供給される正弦波信号は低インピ
   ーダンスの電流−電圧変圧器によって前記コイルを通過
   する電流から得られることを特徴とする特許請求の範囲
   第５項に記載の近接渦電流変換器を使用する導電性金属
   面の近接測定装置。 （１８）前記変換器は前記面の方向に開放されたＥ形状
   磁気回路、端部分岐の一方に置かれた送信コイルおよび
   他端部分岐に部分的にかつ中間分岐に部分的に巻回され
   た受信コイルからなり、前記電源は前記送信コイルの端
   子に接続されかつ前記変換器によって供給される正弦波
   信号は前記受信コイルの２つの部分に誘起される信号を
   対立して置くことにより得られることを特徴とする特許
   請求の範囲第５項に記載の近接渦電流変換器を使用する
   導電性金属面の近接測定装置。 ０４）前記変換器はＨ形状の磁気回路、該磁気回路の中
   間分岐に置かれた励磁コイル、前記磁気回路の端部分岐
   に置かれた受信コイルおよび近接が測定される面に対し
   て反対側に置かれた端部分岐の平面の前方に一定距離で
   配置された基準導電性面からな９、前記電源は前記励磁
   コイルの端子に接続されることを特徴とする特許請求の
   範囲第５項に記載の近接渦電流変換器を使用する導電性
   金属面の近接測定装置。 （ロ）導電性金属面の輪郭の検知に応用され、少なくと
   も一列の整列された渦電流変換器、前記変換器に同時に
   供給する電源、前記変換器によって供給される各信号を
   前記処理手段に連続的に注入するために設けられたマル
   チプレクサからなることを特徴とする特許請求の範囲第
   ５項に記載の近接渦電流変換器を使用する導電性金属面
   の近接測定装置。