JPS60500473A - エラ−減少回路を持つデ−タ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 エラー減少回路を持つデータ受信機 技術分野 この発明は搬送波変調送信／ステムにおける送信妨害を補償する回路手段を含む 種類のデータ受信機に関し、その回路手段は予め等価した受信信号を修正する修 正回路と、その修正した受信信号に応答して出力データ信号を供給する決定回路 と、その決定回路の入力と出力とに接続された差異決定回路と、差異決定回路の 出力と上記の修正回路の入力とに接続された修正係数決定回路とを含むものであ る。

背景技術 位相偏移キーイング（ＰＳＫ　）　（ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ） 、特に差ｐＨ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　）　ＰＳＫ　（ＤＰＳＫ　）及び直 角（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　）振幅変調（ＱＡＭ　）は、現在、テ゛−タ送信の 多くのシステムで使用されている。ｎ個の別々なデータ値を表わすために、ｋ個 の異なる位相値を使用し、各与えられたクロック時において搬送波信号を変調す るようにしている。搬送波信号は（ＰＳＫ　：　ｍ＝１に対して）ｍ個の異なる 振幅値に変調される（ｎ＜ｋｍの場合）。データ値は更に中心として零点を持つ ｍ個の円上に分布する複素値によっても表わすことができる。これら複素（ｃｏ ｍｐｌｅｘ　）値は複素搬送波によって変調される。最終的に、変調された搬送 波（キャリヤ）の実数又は実部分（ｒｅａｌ　ｐａｒｔ　）のみが、通常、蒔波 された後に送信される。搬送波変調（ｃａｒｒｉｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　） を用いた送信システムを表わすのに複素信号（ｃｏｍｐｌｅｘ　ｓｉｇｎａｌ　 ）　ｆ使用すると、簡単且つ明確な数理的説明を導くことができる。しかし、技 術的に実行する際には、複素信号の代りに実信号の対が使用される。これら実信 号は複素数計算法によって複素数信号に関係づけられるのが好ましい。

今、エラー・フリー（エラーのない）送信を仮定すると、適当に発生したサンプ リングの瞬間において、そこから複素数基本帯域信号が発生する互いに９ｏｏ／ フトされた２つの搬送波信号の復調（変調に対する）の後、送信された個々の値 が受信機（し／−パ）に到達する。Ｇ、号の歪（記号（ＨＨ干渉）、付加的雑音 、周波数のずれ、位相ノソタ、位相ヒツト（ｈｉｔ　）　（一時的擾乱）及び利 得変動などのような妨害が常に送イ言中に発生するかもしれないため、受信機に は通切なエラー補償手段が設けられる必要がある。そのために行う従来技術の慣 行としては、信号歪（記号量子＃）１除去するためにイコライザ（等価器）を使 用してきた。これらイコライザのあるものは変ｒヒする歪状態に対する特性に適 応することができる。

ここに特定した種炉のテ゛−タ・し／−バ（受信機）３ は米国特許第４．０９１，３３１号から知ることができる。

この既知の／ステムにおいて、差異決定器は決定回路の入力信号の位相と出力信 号の位相との間の位相差を表わす出力を発生する。この位相差出力に対してはフ ィードバック回路を持ち、位相ノックと付加的雑音との間の割合に従ってそれに 適応するようにセットされる利得制御信号によって制御される位相エラー・プレ ディクタ（予報）回路に供給される。

更に、この既知の回路は位相ノックと付加的雑音との間の割合が変イヒした場合 の実行性能を改善して、はいるが、また望ましくない多数のエラーが発生すると いう欠点を有する。

この発明の目的は上記のようなデータ・し／−パにおいて、］二記の欠点を除去 したデータ・し／−バ全捺供することである。

故に、この発明は、それによると、修正された受信信号を表わす枕素信号と出力 データ信号とに応答して複素残留エラー信号を提供する差異デターミネータ（決 定器）回路と、データ・し／−パ（受信機）が送信データを受信するために最初 開始したときの初期信号値からその初期信号値とは異なる最終信号値まで時間依 存方式によって変化する利得制御信号に応答し、記複素残留エラー信号に応答し て前記データ受信機の位相及び振幅エラーを補償する／こめに動作に従い前記修 正回路に供給する複素基準信号を出力するようにした修正係数デターミイ、−タ （基準ベクトル・デターミネータ）回路とを含むようになしたデータ・し／−パ を提供する。

この発明による回路においては、利得制御信号が受信処理の時間状態に従って変 化するので、既知のシステムに比較して改良された送信妨害の補償が得られ、初 期設定（イニンヤライゼー／ヨン）及び安定後の両方において良好なエラー補償 全達成することができるので、エラーの発生を減少させることができる。

図面の簡単な説明 次に、下記の添付図面を参照してその例によりこの発明を説明する。

第１図は、８位相を持つ位相偏移キーイング（８−ＰＳＫ　）変調において発生 する個々の状態及びエラーを例示したベクトル図である。

第２図は、８タ−ケ゛７ト（目標）点を持つ直角振幅変調（ｑｕａｄｒａｔｕｒ ｅ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）　（８−ＱＡＭ）において 発生した個々の状態及びエラーを例示したベクトル図である。

第３図は、不連続的時間において搬送波の位相及び振幅を変調することによって 送信された不連続的データ値を受信する受信機（レンーバ）（復調器段のない） のプロ、り図である。

第４図は、単一比例フィードバック・ループから成るこの発明の理解に有益な回 路配置の詳細を表わす信号流れ図を例示する図である。

第５図は、比例及び差動フィードバック・ループから成りこの発明の理解に有益 な回路配置の詳細全表わす信号流れ図を例示する図である。

第６図は、第３図の回路に含まれている基準ベクトル・デターミネータの詳細を 表わす信号流れ図を例示する図である。

第７図は、第３図の回路に含まれている基準ベクトル・デターミネータの他の実 施例を例示する図である。

第８図は、第３図の回路に含まれている利得係数発生器の詳細を表わす信号流れ 図をＷＩＪ示する図である。

第９図１ｒｉ、周波数偏移及び位相ノックによって生じる位相エラーの発生のし １］と、周波数偏移の場合の位相エラーの補償を例示した波形図である。

第１０図及び第１１図は、第８図の回路によって発生した利得係数の時間変動を ρ１ｊ示したグラフ図である。

第１図を見ると、そこには８位相ＰＳＫ送信／ステムの信号・ぐラメータの可能 性ある８つの個々の状態を表わす信号図が表わしである。第１図に寂いて、１乃 至８によって指定した８個の異なる状態の各々は異なる３ビツト・コード・ワー ドを表わす。その谷状＠は札−ｅＸＰ（ｊφｎ）としてか又は　ａｎ−ａＲｌ、 十ＪＫＩＩｎ　としてのいずれかによって表わすことができる複素値か又は四パ ルス振幅”　（ｐｕｌｓｅ　ａｍｐｌ　１ｔｕｄｅ　）に対応する。その方程式 のａＲは同相（１ｎ−ｐｈａｓｅ　）成分と定義され、ａｌ　は直角又は虚数（ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　）成分と定義される。

第１図と類似する方法で表わす第２図は、２振幅の８位相直角変調（ＱＡＭ　） 送信システムの信号パラメータの可能性のある８つの個々の状態を表わす信号図 を例示する。その複素値は、ａｎ＝　ｃｎ−ｅｘｐ（ｊφｎ）　であシ、そこで 、ｃｎは振幅である。

そのシステムは、個別的に分離した信号のパラメータの値は周期Ｔにおいて発生 する与えられた１ザンゾリング時間”のためにのみ規定されるようにした時間的 不連続システムと考えられる。

送信機においては、例えは、正弦波形で変化するようなキャリヤ（搬送波）信号 が８つの個々の複素・ぐルス振幅ａｎ（第１図及び第２図に表わすような）の１ つにより、各サンプ０ル時において既知の方法て変調される。それは複素キャリ ヤ　ｅｘｐ（ｊｗｃｔ）　を複素値ｃｎ−ｅＸｐ（Ｊφｎ）によって位相及び振 幅変調し、その実部分を送信することによって達成する仁とができる。

すなわち、その変調した信号値は、 Ｒｅ　［：　ｃｎｏｅＸＰ（ｊφｎ）　’　ｅｘｐ（ｊｗｅｔ）　〕である。

７ 第３図は、復調された複素信号Ｚ（同相及び虚数成分）全サンプル期間Ｔにおい て標本器（サンシラ）１１がサンプルするような受信機ヲ表わし、そのサンプル 期間Ｔは受信した信号からクロック・パルスを出力するクロック回復回路１３に よって決定される。クロック回復回路１３は又他のユニットのためのクロック信 号ＣＬ全発生する。次に、そこで得られたサンプル値Ｚｎから、送信情報を回復 するために、受信したパルス振幅ａｎが決定されなければならない。その目的の ために決定回路１９が用いられる。しかし、信号は、送信中、例えば、信号歪、 付加的雑音、位相ジッタ、位相ヒツト及び小利得ヒツトのような送信媒体の特性 による数々の妨害を受ける。

信号歪は第１［ｚ１又（は第２図に表わづ−ような改良さ４尤た信号Ｘｎを得る ために不連続的時間に動作する等価器（イコライｆ）１５によって補償される。

しかし、その信号はそれでもなお正しい・ぐルス振幅の決定を行うためには最大 のおこり得る範囲まで減少しなければならないような位相ジッタ、付加的雑音及 び位相ヒツト々どによって妨害さハる。位相追跡（軌道修正；　ｔｒａｃｋｉｎ ｇ　）　ｆ可能にするために、位相及び振幅修正装置１７が設けられ、それが基 準ベクトルｖｎの複素結合（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ　）によって多重化することに 」：り位相エラー及び振幅エラーを減少させることができる。その結果生じた値 　ｙｎ−Ｘｎ−ｖｎ＊　はまた残留位相エラー及び振幅エラーを子］する。基卑 ベクトル・デターミネータ２３は、詳刊１に後述するように、利得係数発生（器 ）回路２・１かも出力した利得係数に従って、種々の基準ベクトルｖｎ及び評価 された同相（１ｎ−ｐｈａｓｅ　）及び直角（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　）　ｘラ ー成分から新たな基準ベクトル〜’ｎ＋−１”’発生する。これら―゛「価され たエラーは差異デターミネータ回路２１の残留エラーから取出される。

決定回路１９は８つの個々的なパルス振幅の１つからｙｎに最も近いものを選ぶ ことによってｙｎから出力値ａｎを決定する。同相及び直角（虚数）成分差異デ クーミ坏−タ（決定器）回路（１ｎ−ｐｈａｓｅ　ａｎｄ　ｑｕａｄｒａｔｕｒ ｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ　ｄ、ｅｔｅｒｍｉｎａｔｏｒ） ２１はｙｎ及び銭両値を受信して、基準ベクトル・デクーミ不一タ（決定器）回 路２３の入力とし１而珀及び直角成分を持つ残留エラーｄｎの値を発生ずる。

の近似値としては、 直角成分　Ｉｍ（ｄ、）−Ｉｍ（さ。・？。）−φ。

ＸＬｌ、ｙｌｌ及びｄｎとの対比により実数値である。

注２　ａｎはａｎの複素結合を表わす。）第・１図に例示した回路は基１■ベク トル全決定する実行手段の一面の説明に役やつものである。第４　Ｐｙ：＋にお いて、基準ベクトルのために修正された値Ｘｎを得るためのフィードバック回路 は回路２１からの残留エラー信号を−りえられた係数γで掛算するマルチプライ ヤ（掛１５）３５ｔ−含む。重みつき（ｗｅ　ｉｇｈｔｅｄ　）残留エラーγ・ ｄ、ｌは第２の掛算器２９に供給され、重みつき残留エラーに、そこで遅延要素 ２７からの基準ベクトルｖｎと掛算される。この遅延要素２７は１サンプル期間 Ｔの遅延時間を持つ。

その最後の引算■。・γ・ｄｎの結果は基準ベクトルの値にアダー３１で加算さ れる。要素３５．＆２７＋２９及び３１から成るその配列は方程式 ■ｎ＋Ｉ　’＝Ｖｎ　＋”ｎ・γ・ｄｎ　に従って新しい基準ベクトル値を提供 する。（数量γ（ｄ複素値の数量ｖｎ及びｄｎと対比して実数値である。） 第５［？１に例示する回路も又基準ベクトル全決定するための実行手段のある而 のＳ工明の７こめＯものであり、第・＋１７１に表わす成分に７１旧、する成分 に加えて、周波数偏移を補償する機能として差動フィードバック・ル−ゾを例示 したものである。従って、第５図の回路は掛ｎ器５５、遅延要素５１及びアダー ５７　ｒ　３７を追加包含する。残留エラーｄｎは５５の係数δによる掛算によ って重みがかけられ、その結果はアダー５７において遅延要素５１の内容に加算 される。アダー５７におる。この値はアダー３７にお・いて重みがかけられ念残 留エラーγ・ｄｎに加算される。（８！穿δは実数値であることに注意しよう。

） 次に、第６図を参照すると、そＬ７．（１基埠ベクトル・デクーミネータ２３の 実行手段を表わし、二重線は複素値の数量と実数値又は虚数値の数量のだめの（ ｇ号線に使用される。実際の実施［９１１においては、複素値の数量は復調動作 中に発生した実数値の数量の対によって表わされ、実数値の数量はテ゛イノタル 信号によって表わされるということがわかる。その上、アダー、和算器及び遅延 要素のような各種ディ７゛タル処理回路ｔｒｉ：、　−７″イノタル信プロセッ サ集積回路によって作成することができるということを理解するへきである。等 価が行われた後でも、また雑音、周波数偏移、位相ノック、公称振幅の変ｆヒ（ 小利得ヒツト）艮び位相ヒツトなとのような妨害がＸｎ（第３１？ｌ　ｆ見よ） に看存するものと仮定する。振幅の変化（り１、例えば衝撃雑音のような微々の 理由によって導かれる。ｄ、の実数部分（同相成分）は掛算器３５におりて係数 γ、と掛算される。それは振幅修正のために１ヒ例フィードバック回路にフＪす る１人力を供給する。その掛算のボ８果は複素値ｇｎの実数部分を形成し、アゲ −４７からの出力はｇ。の虚数全形成する。掛算器３５からの実数部分及びアダ ー・１７からの虚数部分によって構成された複素値ｇは打１Ｍ−器２９において 遅延要素２７からの出力信号と掛算される。アゲ゛−４７までの虚数部分の処理 は、遅延汐累５１の出力に接続さノ′シている壮ｉ算器５３０　（’：Ｉｌ　ｊ ｉｆを除さ、第５し：の決４二値のために表わした方ｊ’ｌ：　（アゲ−１３７ １で）とｔｒｉ　（ＩＩする方、夫で実現することがでこる。掛算器３３に供給 される係数δ。は５７のＪＪＤ算に対して遅延要素５１の内容Ｃ１１に与える減 少を制御する。（ｅｎ及びγ１゜γ２．δ１．δ。ば０〈γ、＜１＋０＜γ２＜ １．０＜δ１く］。

０〈δ。〈１　等である実数値の数量であることに注意する。） ｅｎは残留エラーｄｎの直角成分（虚数部分）の平均値を最小にする値に近４Ｌ ）であるというと、とがわかる。

その値ｅｎは周波数偏移によって生じたＸｎの平均位相エラーに対応するであろ う。（αが小さいため、９ｉｎα（αｋｔａｎα　であることに〆玉石、しよう ０９基準ベクトル・デターミネータ２３の他の実廁例を第７図を参照しなから以 下で説明する。第６図では、ｄｎの直角成分（虚数部分）は掛算器４５で係数γ ２によって掛算された。第７［ン；において、寄与値（ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏ ｎ　）　ｑｎはアダー７：３においてγ２に加算される。この寄与値ｑｎｆｄｄ ｎの直角成分からひき出される。残留エラーｄｎの直角成分に存在する瞬時相関 ｐｎは遅延要素６１から供給されたｄＩ、の直角成分及びその種々の値の掛算器 （う３における掛算の結果出力される。平均相関ｑｌｌは掛算器６５においてｐ ｎに係数εを掛け、アダー７１で加算して後出力される。遅延決素６７から供給 された種々のｑｎの値は掛算器６９において係数ηて損ｐさｔしる。その掛γの 結果と掛算器６５からの結果と（はアダー７１て加υされる。ｑｎの値はｄｎの 直角成分の平均相関を意味する。（ｐｎ。

ｑｎ、ε及びηはＯ〈ε＜１．０＜η〈１であるような′央数で直の数量である ことにイ主意）。

利得係数発生器２４（第８図に例示する）は係数γ１．ｎ、γ２．ｎ、δ１．ｎ １δ。、ｎ　ｋ発生する。それら係数は初期値γ１．。、ｒ２．。、δ１．。、 δ。、。を持ち、それら値は最終的に夫々γ１．γ２．δ１．δ。に安定する。

それら最終的値は安定状態下における最適値であると理解するべきである。

回路２４は掛算器７７に接続された出力を持つ遅延要素７５を含むフィードバッ ク・ループを含む。掛算器７７の出力は遅延要素７５０入力にフィードパ、りさ れる出力を持つアダー７９に接続される。アダー７９の出力は係数γＩ、ｎ　’ 供給するフィー；゛バック・ループの出力全形成し、その係数γｉ、ｎから、以 下で説明するように、利得係数γ２．ｎ　’δ１．。及びδ。、ｎが供給される 。

遅延要素７５の内容は入力ライン２６を介して初期的にγ１．。にセットされる 。掛算器７７における係数ｒｏによる掛算及びアダー７９における係数ｒ１の加 算はγ１，１の最初の期間の後に行われる。その後、遅延要素７５は普通の遅延 要素として行動し、γＩ、ｎがアゲ−７つの出力から供給される。掛算器８１は γｊ、ｎと係数ｒ２とからγ２．ｎ’Ｆｆ：供給する。アゲ−８３は掛算器８２ の出力と定数ｒ４とからγｊ、ｎ　を出力する。アダー８５は掛算器８・】の出 力と定数ｒ６とからδ。、ｎ　を供給する。

（γ１．ｎ、γ２．ｎ、δ１．ｎ、δ。、ｎ及びｒ。＋　ｒ１＋　ｒ２　＋　ｒ ３１ｒ４　＋　ｒ５　＋　ｒ６　は実数値の数量であることに注意。）サンプル 期間Ｔの数に対する係数γ１．ｎ及びγ２．ｎの時間変動にヨ第１０図に表わし 、サンプル期間Ｔの数に対する係数δ。、ｎ及びδｊ、ｎの時間変動は第１１図 （で表わ機に接続されているような状況下においては、受信機の受信開始直後の 行動は特に注意を必要とする。第６図又は第７図に表わす回路の初期設定（イニ シャライズ）を、τ１連月つ正しく行い、それに続く安定ｆヒを早１急に行えば 、次の送ＩＬ期間の開始ミての不作動時間を・節約することができる。缶送償期 間が短く、受ｆｈ機の入力が異なる送信回勝かも受信するような場合、上記Ｏよ うな受仁機の行動（・ま特に有益なものである。

利得係数発生器回路２・１にｈ・いて、その係数（、ま初ＩＯ１的にｒｌ、。、 γ２．。、δ１．。、δ。１ｏにセ、１・され、最終的に安定化の後、それらの 選良の値であるγ１．γ２．δ１゜δ。に収束される。それらγ１．γ２．δ１ ．δ。の値は使用する変調の種類及び信号の速度、及びＸｎ　Ｎすなわち吟１曲 後に１想することンガできる妨害などに対して最艮のものでなけれけならない。

要素５］＋５３．５７及び５５から成る第６図及び第７図の統合ループは周波数 偏移を補償するようにしたものであるから、δ１はＯに近くなるべきであり、δ 。はＩに近くなるべきである。δ１及びδ。の値は統合ループの速度及び利得を 決定する。

初期的に、第（３図及び第７図の遅延要素５Ｊの内容はＯにセットされ、周波数 偏移から導かれた１サンプル周期Ｔ全通して、逸れた（　ｏｆｆｓｅｔ　）位相 に対応する数量に収束されるべきである。遅延要素５１の内容ｅｎは次の方程式 から導き出される。

周仮数偏移以外の妨害（雑音及び位相・ノックのような）の存在下に３・ける正 確な周波数偏移の補償のために、δ１はＯに近つくべきてあり、δ。は１に近づ くへきである。

ｎが・］・さな数のときに、初期３夕定後の榛く短期間において（・ま、小さな 値のδｊ、ｎはｅｎの安定化を遅くし、高い値のδＩ、ｎはｅｎの位相ノック及 び雑音の影響を受けるであろう。この実施例においては、δ１．ｎ（ｒｉ相当高 い値から（ｇい値に減少する。開始後の期間中における位相ノック及び雑音によ って導入されるｅｎの妨害はδ。、ｎの選択によって１以下に減少させることが てきる。

しかし、δ。、ｎが１と異なる場合には周波数偏移の補償は減らされる。故に、 δ。、ｎは１丑で増加させるように浄合（白雲にキ百な１１ する。δｌ、ｎの減少とδ。、ｎの増加とは、送信中における雑音及び位相ノッ クの存在下における周波数偏移の補償を早く安定化させるために最良でなければ ならない。

利得係数γ１　及びγ２．ｎは初期的に安定後においては、ｎ それらの最良の値より高い値、すなわち、γ　及びγ２である。

その上、初期設定後、極〈短期間におけるｑ。（第７図を見よ）の寄与の否定的 影Ｖｔ＝少させるために、εを非常に小さく選択する。故に、ｑｎはその最終的 な安定化状態の値の方にゆっくり増加、するであろう。初期設定後ごく短期間に おけるｑ　の寄与は意味がめる程大きいものではない。

利得係数γ１．ｎ、γ２．ｎ　、１．ｎ　及７Ｊδ。、ｎをひき出すだのに第８ 図ｐｃ例示した伺故に次の方程式で表わすこγｊ、ｎ　”　ｒＩ　＋ｒ１１　γ １．ｎ−１δ１．ｎ−ｒ５°γ＋、ｎ　＋　ｒ４ ０　（ｒ。〈１であるから、係数γ１．ｎ、γ２．。、δ１．ｎ。

δ　は夫々γ１．γ２．δ１．δ。に収束されるであろう。

０、ｎ 故に； 第９図はＸ、丁なわも、等価後ｖＣ存在する流波数偏移及び位相ソックによる妨 害の例を表わす。第９図のＸ軸はサンプル期間Ｔの数を表わす。この例において は、７Ｈｚの周波数偏移と１００のピーク間及び１．８０　Ｈ７反覆の正弦波形 の位相ノックとかあるものと仮定する。

］、６００ｉｆｆ　−（Ｂａｕｄ　）の送信連層を持つ受信機においては、７Ｈ ｚの周波数偏移はサンプル周期Ｔ当り］、、５７５’の位相変化Δφｆ、ｎに相 当する。第９図における位相ノックはサンダル周期Ｔ当り一１６°及び＋１６° 間の位相変化に相当する。この図において、Δφｉ、ｎ及ヒΔφｒ、ｎは夫々理 想及び現実の位相エラー補償を表わす。

Δφｉ、ｎに対するΔφｒ、ｎの交番ばδｊ、ｎの微少に従って減少する・Δφ ｒ、ｎとΔφｉ、ｎ　との間の差異は、位相ノックから導入されたこの神の位相 の差異がラギング又は遅れ（ｌａｇｇｉｎｇ　）　？：生じさせることになるの で、減少させなければならない。実施に当っては、Ｘ、、の位相は雑音のような その他の影響によっても妨害される。

種々の妨害の存在下における４　８００　ｂｐｓのＱＡＭモデム（ＭＯＤＥＭ　 ）受信機に対する実験結果は一組の良好な係数値を得ることができた。

それらの妨害としては次のようなものであった。

−一一雑音：Ｃ−メツセージ重みつき・、　ＳＮＲ（信号−雑音比）１２〜４０ 　ｄＢ −一一周波数偏移：０〜１０　Ｈｚ −−一位相ノツタ：５０〜２００Ｈｚ反覆で０−１０’その係数値は下記のよう に得られた。

（Ｃ−メツセージ雑音とは信号不存在下て測定された合計周波数の重みつき雑音 であると理解するべきである。） この実験中、ｑｎ（第７図を見よ）は係数ε−〇を選択することによって′０° ″に維持された。これらの実験結果は受信機のトレーニング（慣らし）の後、最 初（７）８０ビツト又は８００ビ、　ｌ−のエラーの確率と、安定後のビット・ エラーの確率とに関係した。

γ１．ｎ、γ２．ｎ及びδＩ、ｎの減少と、δ。、ｎの増加とはｒ　ＯＩ　＋’ 　１＋　・・ｒ６のために適当な値を選択することによって実現した（第８図を 見よ＋　］　−１，＋　２　＋　３　＋　６について（ａ　Ｏ（ｒ　、　（１で あり、１＝＝４．５の場合Ｋ　１ｄ−１（ｒ、（０である）。

それら実験結果は係数ｒ。−０，９９４，６及び加算定数ｒ　１＝ｏ、　０００ ９８　Ｋよって実現したδＯ，ｎの増加と、γ１．ｎ２γ２．ｎ、δｉ、ｎの減 少に対して最も有益であった。

上記と同一の４８００　ｂｐｓモデムを使用シテ、ｑｎの寄与が使用された場合 の実験が行われた。その場合の最も有利な係数値は次のようなものであった。

δ　＝０．０４４　；　δ１＝０．００１＋、０ δ　＝０９５６　；　δ０二０．９９９９４０．０ ε＝０．０６２５；　η＝０．９９９７６１０　のピノｌ’・エラー率のために 許容可能なＳＮＲレベル（Ｃ−メツセージ雑音のみが考慮された）は上記の組の 係数値では］、　５．７　ｄＢてあり、ｑｎがε−〇のためにパＯ”に維持され た状況に対する定数のＭｉが使用された場合には１６．１ｄＢであった。しかし 、ヒツト（一時的擾乱）があった場合、係数値の最後の組は最初の実験と比較し て成績が劣るであろう。

初期的に、基準ベクトルＶｎは値Ｖ。−１−／ＸＯにセットされる。

自己回復動作の部分である初期設定中、係数γ１．。。

γ２．ｎ及びδ１９．、は有利に大きな値にセットされる。その基準ベクＩ・ル 〜ｒｎを初期設定する手順は上記と同一であり、係数γ１．ｎ、γ２．ｌ、及び δ１１．ｌを変更する方法は維持される。検波中に大きなエラーが存在すると、 エラーｄｎはあるしきい値を越えるかもしれない。それが発生したときには、基 準ベクトルは再び初期設定されて、遅延吸素５１に記憶されている瞬時補償ｅ、 、は変化せずに維持され、等価器１５も変化せずに維持される。送信中、非常に 悪い条件下においては、自己回復等価の原理に従って受信機を慣らすのはむずか しいかもしれ々い。自己回復動作中に設定した補償ｅｎｋ保有しておいて、７与 ひ基準ベクトルｖ％、）子ノシ則設足することがそのような条件下においては有 益である。多数の妨害の存在下における４　８００　）＋ｐＳ　ＱＡＭモデムに 対する実験はγ　、γ　、δｊ、ｎ及びδ。、ｎにズ１する下記の値を持１、ｎ 　２・ｎ つ有利な結果を達成することができた。

δ　＝０９５８　：　δ。＝０．９９９９４０．０ と　＝　ｎ ＦＩＧ、ＩＯ 手　続　袖　正　書　（方式） ％式％ １、事件の表示 ＰＯＴ／ＵＳ８４１０００２１ −　′　π　ろ ２、発明の名称　エラー減少回路を持つデータ受信機３、　補正をする者 事件との関係　特許出願人 ４、代　理　人　〒１０７電話５８２−６１１１（内２４８１）住　所　東京都 港区赤坂１丁目２番２号６　補正）こより増加する発明の数 ７、補正の対象 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　予め等価された受信信号（Ｘｎ）を修正する修正回路（１７）ｅ含み搬送波 変調送信システムの送信妨害を補償する回路手段と、修正された受信信号（ｙｎ ）（４τ応答して出力データ信号（ａｎ）’を供給する決定回路（１９）と、前 記決定回路（１９）の入力及び出力に接続された差異デターミネータ回路（２１ ）と、前記差異デターミネータ回路（２１）の出力と前記修正回路（１７）の入 力とに接続された修正係数デターミネータ回路（２３）とを含み、前記差異デタ ーミネータ回路（２］）は前記修正された受信信号（ｙｎ）及び前記出力データ 信号（’ａｎ）を夫々表わす複素信号に応答して複素残留エラー信号（ｄｎ）を 供給し、前記１移正係数デタ一ミ不−タ回路（２３）はデータ受信機が送信デー タ全受信するために最初開始したときの初期信号値からその初期信号値とは異な る最終信号値まで時間依存方式によって変化する利得制御信号（γ１．γ２゜δ 。、δ、）に応答し前記複素残留エラー信号（ｄｎ）に応答して前記データ受信 機の位相及び据幅エラーを補償するために動作Ｑて従い前記修正回路（１７）に 供給する複素基準信号（ｖｎ）を出力するようにしたデータ受信機。 ２　前記修正係数デターミネータ回路（２３）は前記複素残留エラー信号（ｄｏ ）の直角成分に応答し前記利得制御信号（γ１　”　２　’δ０．δ１）に応答 して周波数偏移が補償された補償出力信号を供給する第１の補償回路（４５，４ ７，５１，５３，５５，５７）と、前記複素残留エラー信号（ｄｎ）の同相成分 、前記利得制御信号（γ１．γ２．δ。、δ１）及び前記補償出力信号に応答し て前記複素基準信号（ｖｎ）を供給するようになした第２の補償回路（２７、２ ９、３］、　、　３５　）とを含む請求の範囲１項記載のデータ受信機。 ３　前記利得制御信号は複数の利得制御係数（γ１゜γ２．δ。、δ、）ヲ表わ し、前記第１の補償回路は第１及び第２の入力を持つ第１のアダー回路（４７） と、前記第１の入力に接続された入力と前記利得制例係数の第１の１つ（δ。） によって掛算するために第１の掛算回路（５３）に接続された出力とを有する遅 延要素（５１）とを含み、前記第１の掛算回路の出力（ｄ前記利得制御係数の第 ２の１つ（δ１）によって前記複素残留エラー信号（ｄＩ、）の直角成分を掛算 するよう（／こなした第２の掛算回路（５５）の出力に接続された第２の入力を 持つ第２のアダー回路（５７）の第１の入力に接続され、前記第２のアダー回路 （５７）の出力は前記遅延要素（５１）の入力及び前記第１のアダー回路（４７ ）の第１の入力に接続され、前記第１のアダー回路（４７）の第２の入力は前記 利得制御係数の第３の１つ（γ２）によって複素残留エラー信号（ｄｎ）の直角 成分を掛算するようになした第３の掛算回路（４５）の出力に接続されたことを 特徴とする請求の範囲２項記載のデータ受信機。 ４　前記第２の補償回路は前記第１のアダー回路（４７）の出力を直角成分とし て受信し、前記利得制御係数の第４の１つ（γ１）によって前記複素残留エラー 信号（ｄｎ）の同相成分を掛算するように々した第５の掛算回路（３５）の出力 を同相成分として受信するようになした第１の複素人力金持ち、第２の遅延要素 （２７）の出力に接続された第２の複素人力を持つ第の出力に接続された入力と 前記第２の遅延要素（２７）の前記出力に接続された入力と前記第２の遅延要素 （２７）の入力に接続され前記複素基準信号（Ｖｎｌｃ−供給するようになした 出力とを持つ第３のアダー回路（３］）とを・含む請求の範囲３項記載のデータ 受信機。 ５　前記複素残留エラー信号（ｄｎ）の直角成分に応答して前記利得制御係数の 前記第３の１つ（γ２）を変更するように配列された平均化された相関信号（ｑ ｎ）を供給するようになした相関回路手段（６１，６３゜６５　、６７　、６９ 　、７１　）を含み、前記第３の掛算回路（４５）は前記利得制御係数の前記変 更された第３の１つによって前記複素残留エラー信号（ｄｎ）の直角成分を掛算 するように配列された請求の範囲４項記載のデータ受信機。 ６　前記平均イヒされた相関信号（ｑ、）及び前記利得側（財）係数の前記第３ の１つ（γ２）を受信するようになした入力と前記第３の掛算回路（４５）の入 力に接続された出力とを持つ第４のアダー回路（７３）’ｅ含む請求の範囲５項 記載のデータ受信機。 ７　前記第１、第２、第３及び第４の利得制御ｊ係数（γ１・γ２．δ。、δ１ ）を発生し、フィードバック・ループ（７５，７７，７９）全含み、複数の所定 の係数（ｒｏ〜ｒ６）に応答するようになした利得係数発生回路（２４）’を含 み、前記利得制御係数（γ　、γ　。 ２ δ。、δ１）の各々は前記フィードバック・ループ（７５゜７７．７９）の出力 に依存し前記所定の係数（ｒｏ〜ｒ６）の少くとも１つに依存するようになした 請求の範囲６項記載のデータ受信機。 ８　前記利得制御係数の前記第１の１つ（δ。）は一定値に近づく値の方に増加 するよう構成され、前記利得制御係数のｉＭ記第２の１つ（δ１）は”　０　” に近つく値の方に減少するよう構成された請求の範囲７項記載のデータ受信機。