JPS6046910B2 - 回線電流供給方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電話機等の各種端末機機器に対し、交換機側
から回線電流を供給する際に適用される回線電流供給方
式に関するものである。

回線電流の供給を必要とする端末機器や接続される交換
機の加入者回路は、回線電流供給（Ｂａｔｔｅｒｙｆｅ
ｅｄ、）、過電圧保護（Ｏｖｅｒｖｏｌｔａｇｅｐｒｏ
ｔｅｃｔｉｏｎ、）、呼出信号送出（Ｒｉｎｇｉｎｇ、
）、監視（Ｓｕｐｅｒｖｉｓｉｏｎ、）、２線４線変換
（Ｈｙｂｒｉｄ、）、試験ｊ（Ｔｅｓｔ、）、符号化（
Ｃｏｄｉｎｇ、）等の機能が要求されており、これらの
頭文字を取つてＢＯＲＳＣＨＴ機能と称されているが、
その大部分は交換機のトランク回路において実現されて
いる。

一方、集積回路技術の進展により、通話路のデｉイジタ
ル化が具体化され、市外系交換システムでは、「研究実
用化報告第２８巻第７号、ディジタル電話市外系システ
ムＤＴＳ−１特集］（Ｅ１本電信電話公社、武蔵野電気
通信研究所発行）に示されているとおり実用化されてい
るが、加入者系交換システムに対しては、ディジタル通
話路により大振信号を伝送することができないため、Ｂ
ＯＲＳＣＨＴ機能を通話路の線路側に設ける必要があり
、特に加入者回路の小形化および低価格化が要望されて
いる。

したがつて、レターコイルと称される塞流線輪またはリ
レー等の電磁部品を主体とする従来の構成によつては、
目的を達することができず、加入者回路の集積回路化が
必須要件となり、例えば、「電子通信学会技術研究報告
」ＶＯｌ．７９、ＮＯ．３４、ＳＥ７９−２０（電子通
信学会発行）に記載された「通話電流供給方式の一考察
」に述べられているとおり、二、三の検討が行なわれて
いる。

上記のレターコイルは通話電流、信号電流等の交流に対
して所定のインピーダンスを呈するようになつている。

しかし、既設の端末機器及び電源電圧の条件に全く変更
ほ加えないで、レターコイルと同じ特性の電子回路を構
成しようとすると、レターコイル本来の機能のみだけで
なく、レターコイルの内部抵抗も含めて電子回路化する
必要がある。この内部抵抗をそのまま抵抗素子て実現す
る，と、電子回路化された回線電流供給回路は、電子損
失が大となつて、集積回路化に際しての熱放散が問題に
なつてくる。

すなわち、第１図はレターコイルを用いた場合の回線電
流供給系路の等価回路を示し、端末器ＩＴＥの内部抵抗
ＲＴ、線路Ｌｌ，Ｉ−２の線路抵抗をＲ，、レターコイ
ルＬＴの直流抵抗をＲ，、電源Ｂの電圧をＥとすれば、
回線電流１Ｌは次式によつて示される。また、レターコ
イルＬＴ内の電力損失Ｐ，は、となり、線路抵抗ＲＬが
零のときＰ，が最大となる。

このため、Ｐｓの最大値をＰｓｍａｘとすれば、であり
、ＲＴ＝５０Ω、Ｒ，＝４４０Ω、Ｅ＝４８Ｖとすれば
、Ｐｓｍａｘ＝４．２Ｗとなり、この値は集積回路に取
つて到底許容できないものとなる。

本発明は、かかる問題点を解決するためになされたもの
で、測定される回線抵抗値に従来のレターコイルの内部
抵抗値相当を制御上の計算値として加え、この加えられ
た値の大きさに応じて線路フへの供給電圧を制御するこ
とにより、電力損失を伴うことなく、従来のレターコイ
ルの内部抵抗による電圧低下分を補償して、回線電流供
給回路の集積回路化を極めて容易にできる回線電流供給
方式を提供することを目的とする。

第２図は本発明の一実施例であつて、従来のレターコイ
ルが持つ内部抵抗を補償する回路を示している。

以下、これを回線電流供給回路と呼ぶことにする。実際
の回線電流供給回路とするためには、第４図に示すよう
にインピーダンス回路を付加する必要がある。以下、第
２図以降により本発明の詳細な説明する。

第２図のブロック図においては、回線電流供給回路（以
下、供給回路）ＬＣＦに、Ｌｌ，Ｉ−！間の線間電圧■
を検出するため、分圧器等を用いた電圧検出回路ＤＥＴ
ｖが設けてあると共に、同時に回線電圧１Ｌを検出する
ため、直列抵抗器と演算増幅器等を用いた電流検出回路
ＤＥＴ，が設けてあり、これらの検出出力は演算回路Ｃ
ＡＬへ与えられ、同回路Ｃ．ＡＬ，は、各検出回路ＤＥ
Ｔ，，、ＤＥＴＯの検出出力に基づく演算を行なうもの
となつている。

すなわち、演算回路ＣＡＬへ与えられ、同回路ＣＡＬ．
は、各検出路ＤＥＴｖ，ＤＥＴ，の検出出力に基づく演
算を行なうものとなつている。

すなわち、演算回路Ｃ，ＡＩ．は、電圧検出回路ＤＥＴ
ｖの検出出力が示すＶＬおよび、電流検出回路ＤＥＩＩ
の検出出力が示すＩしにより、■し／ＩＬ＝Ｒの演算を
行ない、端子Ｔｌ，ｔ２から見た線路Ｌｌ，Ｌ側の回線
抵抗Ｒを算出のうえ、あらかじめ定められた供給回路Ｌ
ＣＦの内部抵抗をＲｓとし、かつ、電源Ｂの電圧をＥと
して、（１）式の演算を行ない、これによつて供給すべ
き回線電流１し。

を決定し、このＩＬＣを示す信号を比較器ＣＭＰの入カ
へ与えられている。また、比較器ＣＭＰの他方の入力に
は、電流検出回路ＤＥＴｌの検出出力が与えられており
、ここにおいて、電流検出回路ＤＥＴ！の検出出力が、
示す実際の回線電流１Ｌと、演算によつて求めた回ｂ線
電流し。

との差が誤差信号として得られ、この誤差信号により後
述の電源変換回路ＣＯＮＶが制御され、その出力電圧■
２が変化する。したがつて、電源変換回路ＣＯＮＶの出
力電圧Ｖ，は、誤差信号が零となる方向へ制御され、Ｉ
Ｌ＝１１ＬＣとなつた状態で平衡し、所定の回線電流１
Ｌ０が電源変換回路ＣＯＮＶから端子Ｔｌ，ｔ２間の回
線へ供給される。

このため、線路Ｌｌ，Ｌ２の線路抵抗ＲＬに応じて出力
電圧■Ｐが定まることにより、供給回路ＬＣＦノ内の電
力損失は、常に最少の値に保持される。

第３図は、演算回路ＣＡｌ．の具体的構成例を含むブロ
ック図であり、演算回路ＣＡｌ．は、割算器ＳＵｌ，Ｓ
Ｕ２、加算器鳩により、構成され、割算器ＳＵｌにおい
てＶＬ／ＩＬ＝Ｒの演算を行なつたうえ冫加算器仙へ与
え、加算器ＡＤにおいては、レターコイルの直流抵抗Ｒ
，に相当する供給回路ＬＣＦの内部抵抗を示す抵抗設定
信号Ｓｒと、割算器ＳＵｌの出力との加算を行なつてお
り、これによつて、Ｒ＋Ｒ，＝ＲＴ＋ＲＬ＋Ｒ，に応じ
た信号を得ている。また、割算器ＳＵ２には加算器鳩の
出力と、電源Ｂの電圧Ｅを示す電圧設定信号Ｓｅとが与
えられており、ここにおいて、Ｅ／（ＲＴ＋ＲＬ＋Ｒｓ
）の演算が行なわれるものとなつている。すなわち、演
算回路ＣＡＩ．においては、（１）式の演算が行なわれ
、Ｒ，およびＥをあらかじめ定めておくことにより、こ
れらに応じた演算に基づき、供給すべき回線電流１し。
を示す信号が得られる。第４図は、以上の方式に基づく
実験結果の回線抵抗Ｒに対する回線電流Ｌの特性であり
、実線は（１）式による計算値、破線は実測値を示し、
供給回路ＬＣＦ内の電力損失は４００７ＴＬ，Ｗ程度な
るため、従来の５．８Ｗに対し大幅に電力損失が低減さ
れ、供給回路ＬＣＦの集積回路化が極めて容易となる。

すなわち、従来のレターコイルを用いる構成では、上述
の（３）式において、ＲＴ＝５０Ωとし、Ｒｓ＝４４０
Ω−１５％、Ｅ＝４８■＋５■の偏差を含む値とすれば
、の最大電力損失となる一方、供給電力が最大となるＲ
，二ＲＴ＋ＲＬの条件では、Ｒ，を前述と同様の偏差を
含む値とすれば、上述の（２）式により、が得られ、Ｒ
Ｓ＝ＲＴ＋ＲＬの条件から、これが線路側へ供給する所
要電力を示すものとなる。

また、第２図および第３図の構成では、電源変換回路Ｃ
ＯＮＶが介在するため、これの変換効率を８５％とすれ
ば、入力電力Ｐ１は、となり、電源変換回路ＣＯＮＶ中
の電力損失ＰＣＯＮＶは、であり、これに、各検出回路
ＤＥＴｖ９ＤＥＴｌおよび演算回路ＣＡＬ．の電力損失
を約０．０７Ｗと見て加えれば、供給回路ＬＣＦ内の電
力損失ＰＬＣＰは、となる。

なお、電話機においては、第４図の回路電流供給特性に
応じて、バリスタ等の音量調整手段が設けられているた
め、同図の特性に基づいて回線電流１Ｌを供給すること
が望ましいものとなつている。

第５図は通話電流、信号電流等の交流に対して所定のイ
ンピーダンスを呈するインピーダンス回路を供給回路Ｌ
ＣＦに付加したときを示した図である。

すなわち、トランジスタＱｌ，Ｑ２には抵抗器Ｒ１〜Ｒ
４により順方向バイアスが与えられ、トランジスタＱｌ
，Ｑ２の直流に対するコレクタ・エミッタ間抵抗は極め
て低い値となつているが、コンデンサＣ１によりトラン
ジタＱｌ，Ｑ２のベースが交流的に同電位となるため、
端子Ｔｌ，ｔ２間へ印加されフる交流に対しては、各定
数に応じて定まるインピーダンスを呈するものとなつて
おり、定数の選定にしたがつて、高インピーダンスまた
は所定の終端インピーダンスが得られる。

なお、このインピーダンス回路は、「電子通信学会技術
研究報告」ＶＯｌ．７９、ＮＯ．３４、ＳＥ７９−２０
（電子通信学会発行）に記載された「通話電流供給方式
の一考察」Ｐ人表１に示されているが、同様の機能を呈
するものであれば、任意のものが適用できる。

また、インピーダンス回路の挿入に伴なう電圧損失は、
上述電圧設定信号Ｓｅまたは抵抗設定信号Ｓｒにより、
補正すればよい。

第６図は、電源変換回路ＣＯＮＶの具体例を示す回路図
てあり、Ａは入力電圧よりも低い範囲の出力電圧を得る
降圧形、Ｂは入力電圧よりも高い範囲の出力電圧を得る
昇圧形を示し、いずれも入力端子１と出力端子３との間
の一線に塞流線輪Ｌが挿入されていると共に、出力端子
３，４間にはコンデンサＣが接続されており、出力電圧
ＶＯｕｔと基準電圧Ｖｒとを比較制御器ＣＣＰが設けら
れている。

同図Ａの降圧形では、塞流線論Ｌの入力側へ直列にスイ
ッチＳ１が設けられており、これのオン、オフ時間比率
によるデューティ比を比較制御品ＣＣＰが制御し、デュ
ーティ比が１００％すなわちスイッチＳ１がオン状態と
なつたときの出力電圧ＶＯｍａｘを上限として、デュー
ティ比を減少させることにより出力電圧■０ｕｔを低下
させ、基準電圧■ｒと出力電圧ＶＯｕｔとを一致させて
いる。

なお、コンデンサＣは出力電圧ＶＯｕｔのリップル除去
用であり、ダイオードＤ１はスイッチＳ１がオフとなつ
たときに、出力端子３，４間の直流回路を構成するため
の、フライホィールダイオードである。また、同図Ｂの
昇圧形では、塞流線輪Ｌの出力側と、入力端子２と出力
端子４との間の他線との間に、スイッチＳ２が挿入され
ており、これがオンとなつたときに塞流線輪Ｌに蓄積さ
れる電磁エネルギーを、スイッチＳ２がオフとなつたと
きに放出するため、入力電圧Ｖｌｎよりも高い出力電肛
■０ｕｔが得られ、スイッチＳ２のデューティ比が零％
近傍となつたときの出力電圧ＶＯｍｉｎを下限として、
デューティ比を約８５％まで増加させることにより、出
力電圧ＶＯｕｔを上昇させ、基準電圧Ｖｒと出力電圧Ｖ
Ｏｕｔとを一致させている。

なお、ダイオードＤ２は、スイッチＳ２がオンとなつた
ときに、コンデンサＣの電荷が入力側へ放電するのを阻
止するためのものである。

このほか、この場合比較制御器ＣＣＰは、発振器、比較
器および、比較器の出力により発振器の出力をパルス幅
変調する変調器等により構成されフるが、降圧形では、
比較制御器ＣＣＰとして単なる比較器を用い、出力電圧
ＶＯｕｔの変化に応じてスイッチＳ１を制御する自動式
もあり、種々の制御手段が提案されている。

しかし、この種の電源変換回路は、「トランジ・スタ技
術」１９７２年２月号（ＣＱ出版株式会社発行）のＰｌ
５ｌ、表２−３に示されるとおり、昇圧形の下限出力電
圧ＶＯｍｉｎは入力電圧Ｖｉｎより約２■高く、降圧形
の上限電圧■０ｍａｘは入力電圧Ｖｌｎより約１Ｖ低く
、入力電圧■１ｎと等しい値の出力電圧ＶＯｕｔを得る
こことができない。

すなわち、降圧形の場合、各回路素子の損失を無視すれ
ば、「トランジスタ技術」１９７７年７月号（ＣＱ出版
株式会社発行）のＰｌｌ伝（１）式に示されるとおり、
出力電圧ＶＯｕｔは次式によつて与えられる。

ここで、Ｔ，ｌＯＮは第１スイッチＳ１のオン時間、Ｔ
ＳｌＯＦＦは第１スイッチＳ１のオフ時間である。

ただし、実際には、第１スイッチＳ１、塞流線輪Ｌおよ
びダイオードＤ２の損失により、出力電圧ＶＯｕｔの上
限ＶＯｍａｘは、デューティ比が１００％のときの理論
値よりもｌ〜２Ｖ低い値となる。また、昇圧形の場合に
は、このときにも各回路素子を無視すれば、「トランジ
スタ技術」１９７７年７月号（ＣＱ出版株式会社発行）
のＰｌｌ８、（１８）式に示されるとおり、出力電圧■
０ｕｔは次式によつて与えられる。

ただし、ＩＯｕｔは出力電流、Ｌｐは塞流線輪Ｌのイン
ダクタンス、Ｔｓ？Ｎは第２スイッチＳ２のオン時間、
ＴＳ２ＯＦＦは第２スイッチＳ２のオフ時間である。

また、（５）式の右辺第１項は、第２スイッチＳ２がオ
ン間に塞流線輪Ｌへ蓄積される電磁エネルギーに基づく
出力電几■０ｕｔの増加分であるが、右辺第２項のＶｊ
ｎは、実際上回路素子による損失があるため、降圧形に
おける上限出力電圧ＶＯｍａｘがこれに相当する。

第７図は、同一の回路によつて入力電圧に対し高低方向
の広範囲な出力電圧が得られる電源変換回路を示し、第
１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２を備えると共に
、ダイオードＤｌ，Ｄ２を備えており、第６図に示す降
圧形と昇圧形とを組み合せた形になつていると同時に、
比較制御器ＣＣＰのほかに入力電圧■ｎと出力電圧ＶＯ
ｕｔとを比較する比較回路ＣＰＣが備えてあり、これの
出力ａを０ＲゲートＧ１、ＡＮＤゲートＧ２へ与え、各
スイッチＳｌ，Ｓ２に対する比較制御！！５Ｃ，ＣＰの
出力供給を制御する一方、Ｎ巾ゲートＧ４には出力ｃが
与えられており、パルス発生器ＰＧの出力を第２スイッ
チＳ２へ供給し、出力電圧ＶＯｕｔが入力電圧Ｖｉｎの
近傍となつたとき、第１スイッチおよび第２スイッチが
同時にオンとなる期間を設けて、各スイッチＳｌ，Ｓ２
にオン、オフ動作を行なわせ、これによつて、入力電圧
Ｖｌｎと等しい値の出力電圧ＶＯｕｔを得ると共に、上
述の降圧形動作における上限出力電圧ＶＯｍａｘと、昇
圧形動作における下限出力電圧■０ｍｉｎとの間の出力
電圧ＶＯｕｔも得られるものとしてある。

第８図は比較回路ＣＰＣの具体例を示すブロック図であ
り、比較器ＣＰｌ〜ＣＰ３、ＡＮＤゲートＧｌｌおよび
インバータＩＮにより構成され、各部の波形を示す第９
図のタイムチャートのとおりに動作する。

すなわち、比較器ＣＰｌにより入力電圧Ｖｌｎと出力電
圧ＶＯｕｔとの比較を行ない、その差を比較器ＣＰ２，
ＣＰ３へ与えており、これと共に比較器ＣＰ２，ＣＰ３
には、入力電圧Ｖｌｎ＝出力電圧ＶＯｕｔ＝０を中心と
して第９図に示す関係により、基準電圧Ｖ、１，■２が
各個に与えられている。

このため、比較器ＣＰｌの出力が基準電圧■１を越えれ
ば、比換器ＣＰ２の出力ａが゛゜Ｈ゛（高レベル））と
なる一方、比較器ＣＰｌの出力が基準電圧■２を越えれ
ば、比較器ＣＰ３の出力ｂが“゜Ｈ゛へ転するものとな
つており、出力ａが゜“Ｌ゛（低レベル）の期間には、
インバータＩＮの出力が“Ｈ゛となり、ＡＮＤゲートＧ
ｌｌをオン状態とて出力ｂを通過させ、比較器ＣＰｌの
出力が■ｒ１〜■２の間のみＡＮＤゲートＧｌｌが出力
ｃを゜゜Ｈ゛とするため、出力ｃはウインドコンパレー
タとしての作用を呈する。

したがつて、第７図においては、出力電圧ＶＯｕｔが入
力電圧Ｖｉｎよりも低いときには、比較回路ＣＰＣの出
力Ａ，ｃが共に６゜Ｌ′゛のため、ＡＮＤゲートＧ２，
Ｇ４がオフ状態であり、比較制御器ＣＣＰの出力により
第１スイッチＳ１のみがオン、オフ動作を行ない、基準
電圧■ｒの変化に応じてそのデューティ比も変化し、基
準電圧Ｖｒと出力電圧■０ｕｔ区が致した状態でデュー
ティ比が定められるのに対し、出力電辻■０ｕｔが入力
電圧Ｖｉｎとほぼ等しい範囲、すなわち、第９図に示す
基準電圧■１〜■２の範囲に出力電圧ＶＯｕｔが入れば
、比較回路ＣＰＣの出力ａが゜゛Ｌ゛、出力ｃが“゜Ｈ
゛となり、第１スイッチＳ１が比較制御器ＣＣＰの出力
によりオンオフ動作を行なうと共に、比較回路ＣＰＣの
出力ｃによりオン状態となつたＡＮＤゲートＧ４および
、０ＲゲートＧ３を介して、パルス発生器ＰＧからの出
力が第２スイッチＳ２へ供給され、同スイッチＳ２もオ
ン、オフ動作を行ない、降圧形動作と昇圧形動作との相
互作用により、入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しい値の出力電
圧■０ｕｔを発生し、基準電圧Ｖｒと出力電圧■０ｕｔ
とが一致した状態で第１スイッチＳ１のデューティ比が
決定される。

ただし、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とのオン
、オフ動作は、両者が同時にオンとなる期間を設けなけ
ればならず、比較制御器ＣＣＰ内の発振器出力を同期信
号としてパルス発生器ＰＧへ与え、各スイッチＳｌ，Ｓ
２が同期してオン、オフ動作を行なうものとしてある。
冫 また、出力電圧ＶＯｕｔが入力電圧Ｖｉｎより高く
なれば、比較回路ＣＰＣの出力ａが゜゛Ｈ゛、出力ｃは
“゜Ｌ″となるため、第１スイッチＳ１がオン状態にな
ると共に、Ｍ巾ゲートＧ２がオン、ＡＮＤゲートＧ４は
オフ状態となり、比較制御器ＣＣＰの出力に７より第２
スイッチＳ２がオン、オフ動作を行ない、昇圧形の動作
状態となる。

なお、パルス発生器ＰＧとしては、マルチバイブレータ
等が適用できると共に、クロックパルスを分周する分周
回路を用い、その分周動作を同期９信号により、制御し
てもよく、同期信号と同期しかつ所定にデューティ比を
有するパルスを発生するものであれば、任意のものを用
いることができる。

このほか、第８図の比較器ＣＰ２，ＣＰ３としては、比
較揺ＣＰｌの出力が基準電圧■Ｒｌ，Ｖ，２の近傍にあ
るとき動作が不安定となるのを廻避するため、シユミツ
ト、トリガ回路等を組み合せて、レベル的なヒステリシ
ス特性を付与したものを用いれば好適である。

ただし、電源変換回路ＣＯＮＶとしては、以上のものに
限らず、電源変換効率が良好かつ出力電圧■０ｕｔを広
範に制御できるものであれば、いわゆるスイツチングギ
レータに用いられている種々の構成が適用できる。

なお、本発明の電源変換回路ＣＯＮＶは、実用上出力電
圧ＶＯｕｔの変化範囲として５〜４０Ｖ適度が要求され
るため、上述の電源変換回路が好適であり、基準電圧Ｖ
ｒとして誤差信号を与えることにより目的が達せられる
。

また、演算回路ＣＡＬに用いる、電圧検出回路ＤＥＴｖ
ｌ電流検出回路ＤＥＴｌの各検出出力および、電圧設定
信号Ｓｅｌ抵抗設定信号Ｓｒ等は、相対関係が同様であ
れば、他の信号または検出出力を用いてもよく、演算回
路ＣＡｌ．の諸特性すなわ−ち、過負荷、信号対雑音比
、安定度、誤差等の特性に応じて、各設定信号Ｓｅ，Ｓ
ｒを定めることもできると共に、条件にしたがつて演算
回路ＣＡＬの構成を種々選定することができる。

このほか、電源変換回路ＣＯＮＶとして出力電流１のホ
ｌ御できるものを用い、直接回線電流Ｌを所定値へ制御
しても同様てあり、本発明は任意の変形が自在である。

なお、演算回路ＣＡＩ．による電源変換回路ＣＯＮＶの
制御により、回線電流１しの安定化作用３を呈するため
、電源Ｂの電圧変動が回線電流１Ｌへ与える影響を排除
することができる。以上の説明により明らかなとおり本
発明によれば、バリスタ等を有する端末機器に対しても
好適であり、かつ、ＢＯＲＳＣＨＴ機能の一部を実現す
る回線電流供給回路が電子回路を主体として構成される
と共に、内部の消費電力が極めてわずかとなり、回線電
流供給回路の電子回路化、集積回路化が容易となること
により、回線電流供給回路の小形、軽量化および低価格
化が達成され、各種交換）期において多大の効果が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は回線電流供給回路の等価回路を示す図、第２図
は本発明の実施例を示すブロック図、第３図は第２図に
おける演算回路の具体的構成例を含むブロック図、第４
図は本発明に基づく実験結果を示す特性図、第５図はイ
ンピーダンス回路を挿入した状況を示す回路図、第６図
および第７図は第２図および第３図にける電源交換回路
の具体例を示す回路図、第８図は第７図における比較回
路の具体的構成を示すブロック図、第９図は第８図にお
ける各部の波形を示すタイｌ、チャートてある。 ＴＥ・・・・・・端末機器、Ｌｌ，Ｌ２・・・・・・線
路、ＬＣＦ・・・・供給回路（回線電流供給回路）、Ｂ
・・・・・・電源、ＤＥＴｖ・・・・・・電圧検出回路
、ＤＥＴ，・・・・・・電流検出回路、ＣＡＬ・・・・
・・演算回路、ＣＯＮＶ・・・・・・電源変換回路、Ｓ
ｒ・・・・・・抵抗設定信号、Ｓｅ・・・・・・電圧設
定信号、Ｌ・・・・・・塞流線輪、Ｓ１・・・・・・ス
イッチ（第１スイッチ）、Ｓ２・・・・・・スイッチ（
第２スイッチ）、ＣＣＰ・・・比較制御器、ＣＰＣ・・
・・・・比較回路、ＰＧ・・・・・・パルス発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 端末機器へ線路を介して回線電流を供給する回線電
   流供給回路において、電源電圧Ｅを所定の電圧へ変換の
   うえ前記線路へ供給する電源変換回路と、前記線路の線
   間電圧Ｖ＿Ｌを検出する電圧検出回路と、前記回線電流
   を検出する電流検出回路と、前記線間電圧Ｖ＿Ｌを前記
   回線電流Ｉ＿Ｌで除算して得られる線路側抵抗Ｒと予め
   設定した数値Ｒ＿Ｓと前記電源電圧Ｅとから所要線間電
   流Ｉ＿Ｌ＿Ｃ、すなわちＩ＿Ｌ＿Ｃ＝Ｅ／（Ｒ＋Ｒ＿Ｓ
   ）、を算出する演算回路と、前記線間電流Ｉ＿Ｌと前記
   所要線間電流Ｉ＿Ｌ＿Ｃを比較する比較器とからなり、
   前記電源変換回路は前記比較器を用い、前記線間電流Ｉ
   ＿Ｌと前記所要線間電流Ｉ＿Ｌ＿Ｃとが一致するように
   出力電圧を制御することを特徴とした回線電流供給方式
   。 ２ 電源回路へ直列に挿入された塞流線輪と、前記電源
   回路の入力側へ直列に挿入されかつ電源回路の出力電圧
   に応じてオン、オフのデューティ比が変化するスイッチ
   とからなる電源変換回路を用いたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の回線電流供給方式。 ３ 電源回路へ直列に挿入された塞流線輪と、該塞流線
   輪の出力側かつ電源回路の両線間へ挿入され、該電源回
   路の出力電圧に応じてオン、オフのデューティ比が変化
   するスイッチとからなる電源変換回路を用いたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の回線電流供給方式
   。 ４ 電源回路へ直列に挿入された塞流線輪と、前記電源
   回路の入力側へ直列に挿入された第１スイッチと、前記
   塞流線輪の出力側かつ前記電源回路の両線間へ挿入され
   た第２スイッチとからなり、前記電源回路の入力電圧と
   出力電圧との関係に応じ前記各スイッチが同時にオンと
   なる期間を設けて各スイッチをオン、オフ制御する電源
   変換回路を用いたことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の回線電流供給方式。