JPS6043689B2 - 選局装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はテレビジョン受像機等の選局装置に係り、特に
周波数シンセサイザー方式の選局装置に関する。

従来よりテレビジョン受像機における選局装置として、
位相同期回路（以下ＰＬＬと官う）を用いフた周波数シ
ンセサイザー法によるものが知られていた。

第１図はその概略構成を示す図で、同図において１は周
波数シンセサイザーである。このシンセサイザー１は局
部発振器２の局発周波数（ｆｏｉ）を分周器３でＮ分周
した後、水晶発５振器等の高安定な基準発振器４の発振
周波数（ｆ、ｅ、）と位相比較器５て位相比較し、この
位相比較器５の出力をループフィルタ６を介して略直流
電圧として局部発振器２にフィードバックするように構
成されている。

こうしてシンセサイザー１によつて位相同期がかけられ
た発振周波数ＦＯｉとアンテナ７からＲＦアンプを介し
て送られてくる放送周波数ＦＩＮが混合器８で混合され
て、中間周波数ｆ！Ｆが作成されＩＦアンプを介して検
波段に送れることになる。なおシンセサイザー１中の分
周器３の分周比の決定はチャンネル選局ボタン９と選局
番号メモリ１０で行われる。このように電子選局装置に
用いられた場合の局部発振周波数ＦＯｉと基準発振器４
の発振周波数Ｆ，ｅｆ及び可変分周器２の分周比Ｎとの
間には次式が成立する。さらに、ＦＯｉと放送周波数Ｆ
ＩＮと中間周波数ｆ！Ｆとの間には次式が成立する。従
つて、チャンネル番号に対応してＮを変化させることに
より局部発振周波数伺を変えることが出来、その結果各
局が任意に選局出来ることになる。

このように周波数シンセサイザーを用いた電子選局装置
は前記第１式で示されるごとく、水晶発振器等の高安定
発振器に同期した安定度の高い局部発振周波数を取り出
せるという大きな特長を有一する。

しかしながら前記第１式におけるＮが正整数であるため
、従来の周波数シンセサイザーを用いた電子選局装置に
あつては、局部発振器の発振周波数の微調整を行うため
種々の工夫がなされてい；た。

すなわち、放送局から出されている搬送波周波数は高安
定なので一般には受像機側でそれに対応した局部発振周
波数を出してやれば微調整を行う必要はない。しかしＣ
ＡＴＶのように放送局間で周波数変換して再放送する楊
合の局間のオフセツ３卜周波数の発生や、あるいは近時
普及し始めたビデオゲームのように送信搬送周波数の偏
差等、所定の周波数からずれた入力周波数に対しては、
受信機側で周波数の微調整を行わないと同調ズレをおこ
し、画像の劣化や、ひいては選局不可能な状４態にもな
りかねない。そこで選局装置に組み込まれた従来の周波
数シンセサイザーにあては上述のような微調整の問題を
解決するために、例えば前記第１式のＮの値を大きくし
て等価的に微調整水晶発振器を用いた高安定な基準発振
器に代えて、比較的可変範囲のとれるＬＣ発振器等を用
いて微調整するようにされていた。

しかしながら前記第１式のＮの値を大きくする構成にお
いては、微調ステップを細かく基準発振器としてこのよ
うなＬＣ発振器を用いると、それ自身の発振が不安定な
ため、これに同期する局部発振器の安定度は充分でなく
なり、電子選局装置・として周波数シンセサイザーを用
いた場合の本来の特長である高安定性がそこなわれてし
まう。

さらに基準発振器により微調を行なわせしめる従来の方
式には次の様な欠点がある。すなわち前記第１式におい
て、基準発振器の発振周波数を次式のごとく変化させた
場合、前記第１式により局発周波数は
―１ （ソとなる。

この式は基準発振器の発振周波数をΔｆ”だけ変化させ
た時、局部発振器の発振周波数がＮ・Δｆ変化すること
を示しているが、Ｎは一般に選局するチャンネルによつ
てその値が異なるため、選局チャンネルによつて局部発
振器の微調範囲及び微調ステップが変わつてしまう結果
を生来していた。本発明は上述のような従来装置の有す
る欠点を解消するためになされたもので、基準発振器と
して水晶発振器等の安定度の高いものを用いたまま、選
局チャンネルとは無関係に一定の微調ステップで周波数
の微調整を行い得る周波数シンセサイザーを用いた選局
装置を提供することを目的とする。

以下図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第２図は本発明の装置の一実施例を示すブ冶ツク構成図
である。本発明は大きく分けてシンセサイザー部１９、
シンセサイザー駆動部４４及び混合部４８の３つに分け
られる。以下これらを順次詳細に説明する。まずシンセ
サイザー部１９について説明する。

１２は局部発振器で、この発振器１２の出力信号（ＦＯ
ｉ）が可変分周回路４９により分周されこの出力（ＦＯ
）が位相比較器１７に加えられて、水晶発振器などの高
安定な基準発振器１６の発振周波数Ｆｒｅｆと位相比較
される。

そして位相比較された結果はローパスフィルタ１８を通
して位相比較状態に応じた略直流の電圧に変換され、前
記局部発振器１２にフィードバックされる。以上のよう
に構成された本発明の周波数シンセサイザー部は前記第
２図における可変分周回路４９の動作に従つて電圧制御
発振器１２の発振周波数ＦＯｉが決定する。そこで分周
回路４９の動作を次に説明する。この分周回路４９は１
／ｍの分周を得る第１の分周器１４と、この第１の分周
器１４の出力を受けＰ発のパルスの入力でＱ発のパルス
を出力する第２の分周器１５を直列に接続し、第２の分
周器１５の出力信号の立ち上り又は立ち下りのタイミン
グに対応して第１の分周器１４に印加されるはずの入力
クロックパルス（ＦＯｉ）を間引く入力パルス引き抜き
回路１３を有する。始めにＰ発のパルスの入力でＱ発の
パルスを出力する第２の分周器１５について説明する。
第３図はこのような分周器の構成例であり、第４図はそ
のタイムチャートである。第３図の構成例は８発のクロ
ックパルスに対し，て、Ｏ〜７発のパルスを出力するも
である。

フリップフロップ５０，５１，５２を縦続接続し同期式
カウンターとする。各フリップフロップがクロックパル
スの立ち上りで動作するとすれば、クロックパルス（Ｃ
Ｐ）に対して各フリップフロップの出力Ｑａ，Ｑｂ，Ｑ
ｃは第４図のタイムチャートに従う。こうして得られた
ＣＰ，Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ及びそれらの反転出力である？
，Ｑ舅？の組み合わせの内、（ＣＰ△σ５，（ＣＰ△Ｑ
ａ△Ｑ５，（ＣＰ△Ｑａ△Ｑｂ△？）をそれぞれアンド
ゲート５４，５５，５６で取ると、これは第４図におい
て示されるごとく、入力クロックパルスが８発入力する
間に４発、２発、１発のパルスをそれぞれすべて異なつ
た時刻に出力する。さらにこれらの出力をアンドゲート
５７，５８，５９の入力制御端子ＣＯ，Ｃｌ，Ｃ２を用
いて選択し、オアゲート６０を用いて和を取ることによ
り、０〜７発のパルス出力を任意に制御することが出来
る。例えばＣＯ＝論理“゜０゛Ｃ１＝論理“゜１゛、Ｃ
２＝論理゜“１゛の場合には系の出力は（ＣＰ△ＱＤ△
（ＣＰ△Ｑａ／Ｎσ５となり第４図に示されるごとく、
８発のクロックパルスに対して、６発のパルスを出力す
る。このようなＰ発の入力クロックパルスに対してＱ発
の出力パルスを得る分周器の分周比は周期がＰであるこ
とによりＱ／Ｐ分周器となる。 本発明はこのようなＱ
／Ｐ分周を行う分周器を用いることを特徴とする。以下
第２図にもどり４９の分周回路について説明する。分周
回路４９第こ １の分周器１４によつて１／ｍ分周を行
なつた後、この出力に直列に、Ｑ／Ｐ分周を行なう第２
の分周器１５を接続し、入力パルス引き抜き回路１３に
よつて第２の分周器１５の出力パルスの立ち上りを読ん
で、第１の分周器１４に入力するはｌ ずのパルスを
１発引き抜く構成を取る。 入力パルス引き抜き回路１
３は、第１、第２の分周器によつて生ずる遅延があつた
場合においても、第２の分周器の出力のタイミングによ
つて確実に１発だけ第１の分周器に入力するはずのパル
スを引き抜く動作を行なう。この分周回路４９の動作を
第５図の一実施例第５図において１３で示される回路が
入力パルス引き抜き回路であり、又フリップフロップ、
６１，６２はクロックパルスの立ち下りで動作し、リセ
ットはリセット端子が論理“０゛の時にかかるものとす
る。さらにナンドゲート６４，６５によりゼロリセット
のＲ−Ｓフリップフロップ６６を構成する。この１３で
示される回路を含めた第５図の分周回路の動作を第６図
のタイムチャートで示す。この図では第５図でｍ＝８，
Ｐ＝２，Ｑ＝１の場合を示す。まず第２の分周器１５の
出力が論理゜“０゛であればＲ−Ｓフリップフロップ６
６の出力Ｇは論理“１゛であり、フリップフロップ６１
，６２はリセットされているクロックパルスはアンドゲ
ート６７にノより入力せず初期状態を保持する。この時
フリップフロップ６２の出力？は論理“１゛であり、ク
ロックパルスはアンドゲート６８により第１の分周器１
４に入力する。次に第２の分周器１５の出力が論理“１
゛となると、アンドゲート６７よ５りクロックパルスが
フリップフロップ６１に入力するが、フリップフロップ
６１，６２の出力Ｑ１及びＱ２が同時に論理゜“１゛と
なる時刻にＲ−Ｓフリップフロップ６６をセットし、フ
リップフロップ６１，６２がリセットされる。さらにＲ
−ＳＯフリップフロップ６６は第２の分周器１５の出力
パルスが論理“゜０゛に復帰する時リセットされ初期状
態にもどる。この際第１の分周器１４に入力するクロッ
クパルスはアンドゲート６８により、フリップフロップ
６２の出力？との積出力として与えられているため、フ
リップフロップ６２の出力Ｑ２が論理゜゜０゛である時
刻で第６図のタイムチャートに従い１発だけ引き抜かれ
たものが第１の分周器１４に入力することになる。こう
して第６図に示される動作例においては１７発のクロッ
クパルスが与えられると２発の出力パルスが得られるた
め８．紛周を行なう分周器と言うことが出来る。すなわ
ち第５図で示される回路は第２紛周器１５の出力が論理
“１゛になるとフリップフロップ６２の出力硝が論理゛
゜０゛である時刻において、第１の分周器１４に入力す
るはずのパルスを１発間引く動作を第２の分周器１５の
出力信号に従い繰り返す。このような分周器の分周比の
一般式は、第２の分周器１５がＰ発のパルスの力でＱ発
のパルスを出力するものであるとすると、第２の分周器
１５の周期はＰであり、第１の分周器１４に入力するは
ずの入力クロックパルスのうちＱ発が引き抜かれるため
、系全体の周期は（Ｐｍ十Ｑ）となる。さらに系の出力
端子第１の分周器１４の出力端に設定されており、この
周期（Ｐｍ冫十Ｑ）でＰ発のパルスが現われる。ゆえに
分周比の一般式はとなり、第５図における分周回路すな
わち、第２図おける４９で示される分周回路は（ｍ＋Ｐ
ＩＱ）分周器と言うことが出来る。このような分周回路
４９を用いると、例えばＰ＝８、Ｑ＝０，１，２・・・
・・・７とした時第１表のごとき分周比が得られる。

この表は小数点以下を０．１２５＝８ハの間隔で均等に
分割しうることを示している。

このように分周回路４９は小数点以下を均等に分割しう
るばかりでなく、小数点以下の値を任意の値に設定する
場合においても、その小数点以下の値Ｖ，に対１、て（
ただ−し、Ｐ１は呈整数、Ｑ１は零又は正整数）となる
Ｐｌ，Ｑｌを選択し、第２図における第２の分周器１５
をＰ１発の入力でＱ発出力する分周器とすることにより
実現出来る。さてこのような分周回路４９を用いて１９
で示されているような周波数シンセサイザーを構成した
時、被制御対象である局部発振器１２の発振周波数（Ｆ
Ｏｉ）は位相同期時においては前記第１式及び第５式に
よつて次のよに与えることが出来る。

この第７式においてＰをＰ＝Ｐ１、ＱをＱ＝０，Ｌ２９
゜０９Ｐ１−１、ｍをｍ＝ｍ１−１，ｍ１，ｍ１＋１と
変化させると、局部発振器１２の発振周波数は例えばｆ
″０ｉ（ｍ１−１） Ｆｌｅｆとｆ″０ｉ＝（ｍ１＋１
）・Ｆｒｅｆの区間で周波数ステップΔｆ（Δｆ＝ｆば
／Ｐ）で等間隔に変化させることが出来る。

これを次の第２表で示す。さらにこのような周波数微調
ステップ（Δｆ）は前記第７式及び第２表より明らかな
ごとく、選局チャンネルに相当する分周数ｍとは無関係
であり、選局チャンネルにかかわらず常に一定の周波数
微調ステップ（Δｆ）で局部発振器１２を制御２するこ
とが可能となる。

次にシンセサイザー駆動部４４の詳細を説明する。

第２図においてアップダウンカウンター２８及び２９は
第２図に示されているごとく縦続接続されている。この
アップダウンカウンター２８，−２９はストローブ端子
が論理゜゜０゛で値がプリセットされ、アップカウント
動作はダウンカウント入力及びストローブ端子をともに
論理“１゛としアップカウント入力よりクロックを入れ
ることにより達成され、ダウンカウント動作はアップカ
ウント入力及びストローブ端子をともに論理゜゛１゛と
しダウンカウント入力よりクロックを入れることにより
目的動作をするものとする。この際のクロックは第２図
の実施例においてはシンセサイザー部１９における基準
発振器１６より分周器３０を介して、得ている。始めに
チャンネルボタン２５によりチャンネル番号がセットさ
れると、番号メモリ２６によりそのチャンネル番号を所
定の分周数に換する。この時同時に例えばワンショット
モノステーブルマルチバイブレータ２７を駆動しそのＯ
出力を得てアップダウンカウンター２８，２９のストロ
ーブ端子を論理″０″とすることにより、番号メモリ２
６により得られた分周数をアップダウンカウンター２８
にプリセットし、アップダウンカウンター２９は初期状
態としてすべての入力端子に論理゜“０゛がプリセット
される。このアップダウンカウンター２８，２９にプリ
セットされた値はシンセサイザー１９における第１，第
２の分周器に伝達され、シンセサイザー部１９が駆動し
て局部発振器１２の発振周波数をチャンネル番号に相当
する発振周波数へ導く。このようにして局発が決定され
て、セットしたチャンネルの電波が受信されるが、混合
部４８の出力（すなわちチューナーのＩＦ出力）の映像
搬送波が５８，７５ｒ１−４ＨＺに完全に同調がとれて
いないと、自動周波数同調回路（以下ＡＦＴと呼ぶ）３
１の出力には第７図ａで示すような電圧が発生する。第
２図にもどりこのＡＦＴ３ｌ出力電圧による微調整は、
局部発振器１２の発振周波数が基準発振器１６に同期し
た後、ワンショットモノステーブルマルチバイブレータ
２７が初期状態に復帰し、アップダウンカウンター２８
，２９のストローブ端子が論理゜“１゛となつた時点で
なされる。その際ＡＦＴ３ｌの出力電圧が隣接チャンネ
ルの音声搬送波による影響を受けていないか等を、ビデ
オ段よる例えば同期信号等を用いて検出し、この信号を
．ＡＦ′Ｔ禁止端子４６に帰還させることにより、ＭＴ
禁止端子４６が論理“０゛である楊合に膚正Ｔによる微
調整を開始する。（この際、優先順位の関係から手動微
調端子４５は論理゜“０゛としておくものとする。）ア
ップダウンカウンター２８，２９の制御信号はＡＦＴ３
ｌ出力をレベルコンパレータ３２，３３及びアンドゲー
ト３５によつて構成される電圧比較回路（以下ウインド
コンパレータと呼ぶ）とレベルコンパレータ３４との２
つの出力信号を組み合わせて作られる。（ここでレベル
コンパレータ３２，３３，３４は４入力端の電位が８入
力端の電位より高くなつた時論理゜゜１゛を出力し、８
入力端の電位がＯ入力端の電位より低くなつた時論理゜
゜０゛を出力する比較回路であるとする。）第７図ｂは
ＡＦＴ出力信号に対する。このウインドコンパレータの
出力（アンドゲート３５の出力）そして第１図ｃはレベ
ルコンパレータ３４の出力信号のＡＦＴ回路３１に対す
る特性を示したものである。今，ＡＦ′Ｔ３ｌ出力電圧
が、下限レベル電圧より低ければ映像搬送波がその基準
周波数である５８，７５ＭＨｚより高くなつており、局
部発振器１２の発振周波数も受信チャンネルによつて最
適な発振周波数よりも高く設定されていることになる。
そこでアップダウンカウンター２９のアップダウンカウ
ント入力端子を論理“゜１゛とし、分周器３０で得たク
ロックパルスをダウンカウント入力端子より送り込む。
これによりアップダウンカウンタ２９はダウンカウント
するが、そのカウント値がＯから次の状態に変わるとき
にポロウ（ＢＯＲＲＯＷ）端子より出力パルスが発生さ
れる。この出力パルスはアップダウンカウンタ２８のダ
ウンカウント入力端子に加えられ−ているため、第１の
分周器１４の分周波は初期設定された値を（ｍ１）とす
ると（ｍ１−１）となる。局部発振器１２の発振周波数
（ＦＯｉ）は前記第２表で示したごとく、クロックに従
つてダウンカウントするごとに、周波数ステップΔｆ（
Δｆ＝．Ｐｌｆｒｅｆ）で低くなつていく。ｎ発のクロ
ック分だけダウンカウントした後には局部発振器の発振
周波数及びＩＦ段での映像搬送波周波数ＦＩＦは（ただ
しｆ″０ｉ及びｆ″ＩＦは初期状態における周波数）と
なる。

こうしてダウンカウントを続けウインド４コンパレータ
の上、下限レベル電圧以内にＡＦＴ３ｌ出力電圧がおさ
まると、アップカウント入力端及びダウンカウント入力
端がともに論理“゜１゛となりダウンカウントを停止し
その状態を保持する。この様な安定点にいてはなる式が
１Ｆ段での映像搬送波周波数（ＦＩｐ）に関して成立す
る。この式は明らかに希望波を受信するために設定した
第１の分周器１４の分周数とは無関係である。次にＡＦ
Ｔ３ｌ出力電圧が上下限レベル電圧内にあれば、アップ
ダウンカウンター２８，２９が）その状態を保持するよ
うにアップカウント入力端及びダウンカウント入力端が
ともに論理゜゜１゛となる。さらにＡＦＴ３ｌ出力電圧
が上限レベルより高い場合は局部発振器１２の発振周波
数を高めるように、アップダウンカウンタ２９のダウン
カ・ウント入力端が論理゜゜１゛となり、分周器３０か
らクロックパルスがアップカウント入力端に送り込まれ
る。これによりアップダウンカウンタ２９はアップカウ
ント動作するが、そのカウント値が最大値からＯに変る
とき、キャリー（ＣＡＲＲＹ）゜端子に出力パルスが発
生される。この出力パルスはアップダウンカウンタ２８
のアップカウント入力端子に加えられるため、第１の分
周器１４の分周波は初期値を（ｍ１）とすると（ｍ１＋
１）となる。この場合においてもアップカウントが停止
された時には前記第８式が成立する。次にＡＦＴ３ｌ出
力電圧が隣接チャンネルの音声搬送波による影響を受け
ている場合や、希望チャンネルの映像搬送波周波数がＡ
Ｆ′Ｔ３ｌの制御範囲を越えている場合等においては自
動調整を断念しなければならない。

これは層Ｔ禁止入力４６を論理゜゜１゛とすることによ
りなされる。この様な場合には手動入力４５，４７を外
部より制御することにより、たとえば映像を監視しなが
ら微調整をΔｆ（Δｆ＝Ｖ）の周波数ステップで調整す
ることが出来る。以上詳しく説明したように本発明によ
ればたとえ入力希望周波数が正規の周波数よりずれて到
来してきたとしても、選局チャンネルにかかわらず小数
点以下の値を均一に段階的に変化させ得る可変分周回路
によつてＡＦＴ出力で自動的に局発を微調整するように
し、しかも、高安定な基準発振器をそのまま用いてシン
セサイザー法の特長を生かすようにしているため安定し
た画像を得ることの出来る選局装置を提供することが出
来る。

又層Ｔの制御範囲を越えるような入力希望周波数が到来
した場合や、特に弱電界地域において、画質最良点に調
整したい場合、さらには妨害波の影響を最小限に抑圧す
る必要性がある場合にはＡＦ′Ｔの出力情報だけでは不
十分であり、手動調整が要求されるが、この様な場合に
おいても、本発明装置によれば、シンセサイザー法の特
長を生かしたままで手動微調が可能な選局装置を提供す
ることが出来る。さらに局部発振器の発振周波数の割り
当てに関して、日本及び米国等の場合のごとくメガヘル
ツの単位で整数値が割り当てれている地域のみならす欧
州のことく小数点以下の値を有する地域においても単に
小数点以下の値をプリセットするだけの変換で容易に適
用しうる選局装置を提供することが出来る。

尚、本発明はテレビジョン受像機だけでなくトランシ−
バー等の選局装置としても適用できることは言うまでも
ない。

尚、本発明は前述の実施例に限定されることはない。

例えば、シンセサイザー部は第８図に示すごとくプリス
ケーラ７０を持つ周波数合成器に拡張することが出来る
。この第８図における局部発振器６９の発振周波数（Ｆ
Ｏｉ）は参照周波数（Ｆ，ｅ，）を用いてとなる。

又、第９図のごとくこの方式を帰納的に拡張すると、こ
の場合における発振周波数ＦＯｉはで与えられる。第８
図、第９図の回路は第２図におけるシンセサイザー駆動
部４４を変更することなく、シンセサイザー部１９と置
換することが出来る。又パルス引き抜き回路は第５図１
３の回路に限定されることはない。

第１０図は別回路による構成例である。この回路を第２
図の１３とする第２の分周器１５の出力信号の立ち下り
のタイミングで第１の分周器に入力するクロックパルス
を間引くことになる。この様子を第１１図のタイムチャ
ートで示す。パルス引き抜き回路は一般に第５図におい
て第２の分周器１５の出力信号のタイミングで第１の分
周器１４の分周比が（ｍ）から（ｍ＋１）に変換される
のと等価である。さらにＱ／Ｐ分周を行なう分周器に関
しても第３図に示す回路に限定されることはなく、Ｐ発
の入力クロックパルスに対してＱ発の出力パルスを０≦
Ｑ≦Ｐ−１の範囲で段階的に変化させ得るものであれば
良い。

又手動調整を行なう方式は第２図の実施例に限定される
ことはない。第２図におけるアップダウンカウンター２
８，２９を単に駆動せしめる方式であれば良い。尚本発
明による位相同期回路におけるループフィルターは、例
えば第２図の実施例においては（Ｆｒｅｆ／Ｐ）なる周
波数成分を十分抑圧しうるように帯域制限してやれば何
ら局発スペクトラムの性能を劣化させるものでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の選局装置のブロック構成図、第２図は本
発明の一実施例を示すブロック構成図、第３図は本発明
で用いるＱ／Ｐ分周回路の一例を示す図、第４図は第３
図の動作説明図、第５図は本発明の構成の一部の説明図
、第６図は第５図のノ動作説明図、第７図はＡＦ′Ｔ出
力説明図、第８図、第９図、第１０図は本発明の構成の
一部の他の例を示す図、第１１図は第１０図の動作説明
図である。 １２・・・・・・局部発振器、１６・・・・・・基準発
振器、１−７・・・・・・位相比較器、１８・・・・・
ループフィルタ、１９・・・・・ウンセサイザー部、４
４・・・・・・シンセサイザー駆動部、４９・・・・・
分周回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 局部発振器の出力周波数を選局すべきチャンネルに
   対応した分周比で分周する第１の周波数可変分周器と、
   この分周器の出力を基準周波数信号と位相比較し比較結
   果を前記局部発振器に帰還して位相同期とかける手段と
   、この手段により位相同期がかけられた局部発振出力と
   受信信号とを混合して中間周波数信号を得る手段と、前
   記第１の周波数可変分周器の出力をＰ発のパルス入力で
   Ｑ発のパルスを出力する如く分周する第２の周波数可変
   分周器と、この第２の周波数可変分周器の出力信号のタ
   イミングに対応して前記第１の周波数可変分周器の出力
   信号の周期を変える手段と、前記第２の周波数可変分周
   器の分周比を受信状態に応じて可変制御する手段とを備
   えることを特徴とする選局装置。 ２ 第２の周波数可変分周器の分周比を可変制御する手
   段は、中間周波数の離調状態を検知する手段と、この検
   知された離調状態に応じた個数のクロックパルスをアッ
   プカウント又はダウンカウントするカウンタと、このカ
   ウンタのカウント値を前記第２の周波数可変分周器に伝
   達する手段とからなることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の選局装置。 ３ 第１の周波数可変分周器は、選局発振器の出力をプ
   リスケーラを通した後分周するようにしたことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の選局装置。 ４ 第１の周波数可変分周器は、縦続接続された第１の
   プリスケーラ、第２のプリスケーラおよび第１の可変分
   周回路から成り、第２の周波数可変分周器は、前記第１
   の周波数可変分周器の出力を異なる分周比でそれぞれ分
   周する第２、第３の可変分周回路とから成り、前記第２
   の可変分周回路の出力のタイミングで前記第１の可変分
   周回路の出力信号の周期を変え、前記第３の可変分周回
   路の出力のタイミングで前記第２のプリスケーラの出力
   信号の周期を変えるようにしたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載の選局装置。