JPS6042643B2 - マイクロ波またはミリ波用回路装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、マイクロ波またはミリ波電力（以下電力を省
略）を発生。

制御するための掃引発振器と附属する変調器から成るマ
イクロ波またはミリ波用回路装置に関するものである。
更に詳しく述べると、本発明はマイクロ波またはミリ波
用の変調器のために種々の制御機能と、周波数マーカ機
能を果す変調及びＭ℃制御回路の改良に関するものであ
る。レベル調整された出力信号を発生させるのに必要な
マイクロ波またはミリ波の掃引発振器および附属するマ
イクロ波処理装置は公知である。

レベル調整された出力（出力電力）を供給する一般的な
システムは、所定の範囲にわたり、発振器を掃引するの
こぎり波発生器により駆動される掃引発振器（たとえば
インパット（ＩＭＰＡＴＴ）ダイオード型）を含む。発
振器の瞬時周波数は、発振器のインパットダイオード内
を通過する直流バイアス電流のレベルに依存する。又、
この直流バイアス電流は、のこぎり波発生器ののこぎり
波電圧の瞬時振幅に依存する。したがつて、周期的なの
こぎり波電圧波形は、のこぎり波の波形と傾斜によつて
、さまざまな割合で発振器の周波数を掃引することがで
きる。この掃引動作は、のこぎり波発生器がのこぎり波
電圧を生じる度に行うことができる。この種の掃引発振
器及び附属信号処理回路はある種の電子試験装置におい
て必要とされる適当な掃引周波数を提供する。

このような装置は、たとえばマイクロ波ないしはミリ波
の信号入力が加えられるミキサを駆動するための、可変
周波数の局部発振器として使用される。

ミキサの出力端の中間周波数１Ｆ信号は、この種の方式
では、局部発振器の周波数変化に対応する一定の周波数
域にわたつて掃引される。又、この種のマイクロ波ない
しは、ミリ波の試験装置は、種々のフィルタを駆動して
、その周波数応答を測定するのに使つても有効である。
従つて、この掃引発振器と附属変調器及び制御回路の実
用価値は明らかてあろう。上述の型の発振器は一般には
、変調器及びレベル調整器段のような附属装置に結合さ
れるが、この結合は、従来からあるフェライト分離器（
フェライトアイソレータ）を使用して行うことができる
。

この変調器及びレベル調整器（以下変調器／．レベル調
整器と呼ぶ）は、掃引発振器からのマイクロ波ないしは
ミリ波をアナログないしはディジタル信号で変調するた
めと、又、該マイクロ波ないしミリ波信号を所望の量だ
けレベル調整するために適当なＡＧＣ帰還制御ループに
印加するため−の両方の目的に使うことができる。この
レベル調整が必要なのは掃引発振器の出力端で、出力レ
ベルが発振器周波数に伴つて変化するからで、掃引発振
器のどにか、あるいは変調器／レベル調整器のどちらか
、あるいは両者の閉ループに於ては自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）が必要である。変調器／レベル調整器は、従来から
方向性結合器ないしは同様の手段を介し、試験装置の出
力端に結合されている。又、一般にダイオード検波器は
、この方向性結合器に接続され、出力の一部を検知し、
上述のＡＧＣ制御ループで処理するためのレベル制御帰
還電圧を供給する。公知技術に於て、上述のＡＧＣ制御
を達成するｊ掃引発振器と附属変調器の組み合せ装置と
しては、分離段（アイソレータ）を介して主掃引発振器
の出力に結合されるＰＩＮダイオード変調器を有するも
のが知られている。

この装置に於けるＡＧＣ帰還回路は、上述した方向性結
合器にＰＩＮ変調器の出力端で接続されるダイオード検
波器を有する。この帰還回路には又、ダイオード検波器
とＰＩＮ変調器の入力端との間、電圧比較器を備え、方
向性結合器の出力端でのマイクロ波レベルの変化に応じ
た誤差電圧を変調器に送るようになつて″いる。この比
較手段は、一般には差動増幅器を有する。この増幅器の
入力端子の片方は、同軸ケーブルでダイオード検波器に
接続され、もう一方の入力端子は、やはり同軸ケーブル
を介し、基準電圧ポテンショメータに接続される。この
ポテンショメータは差動増幅器のスレッショルド電圧を
変えるために使われる。上述のＡＧＣ帰還技術には次の
ような欠点がある。

即ち、差動増幅器に接続される２本の同軸ケーブルによ
つて誤差信号に遅れを生じ、そのため、変調器を通過す
る信号の電力レベルを緊密な閉ループＡＧＣで遅滞なく
制御することができなくなる。更に、方向性結合器の出
力端でＲＦ電力が急激に増加するため、帰還信号が更に
遅れ、差動増幅器段に於て、行き過ぎ（オーバーシュー
ト）又は発振、あるいはその両者を生じてしまう。これ
らは帰還ループおよび出力に於て、行き過ぎないしは不
安定の原因となる。これらの欠点の外に、従来のレベル
制御帰還制御システムは、検波感度と発振器出力域の変
化を補償するのに必要な調整手段を有していないという
欠点を持つ。本発明の目的は、公知技術が有していた長
所の殆どを保ち、しかも前述の公知技術の欠点を持たな
い掃引発振器と附属変調器／レベル調整器およびこれら
回路のための新規な制御回路を提供することにある。こ
の目的を達成するため、本発明に於ては、出力レベル帰
還制御ループが、変調器／レベル調整器段の出力と該変
調器／レベくレ調整器の可変減衰制御巻線とを結合して
いる新規なＡＧＣ及び変調制御回路が使用されている。
このループは変調器／レベル調整器を通過するマイクロ
波ないしはミリ波信号の減衰を制御することができる。
このことは帰還信号比較と、クランプ技術が改善された
ことを意味し、帰還ループ内の信号の遅れを最小にする
ことができる。更に、このＡＧＣは、変調器／レベル調
整器内を伝搬するマイクロ波ないしミリ波信号の出力レ
ベルを表示することができる。本発明に於ける制御回路
には、マイクロ波ないしミリ波信号を制御する。

選択可能で、外部に設けられた自動変調制御回路を含み
、この制御はディジタルないしはアナログで行われる。
本発明の制御回路には、更に変調器／レベル調整器を通
過する信号の周波数を表示する周波数マーカ制御技術を
含む。又、本発明は主掃引発振器を駆動するのこぎり波
発生器の帰線期間にベースライン信号を発生するために
必要な帰線消去信号を供給する。本発明の新規な特徴の
詳細は、更に以下に述べる。本発明の主な目的は、掃引
発振器及び附属変調器及びレベル調整器段の新規な改良
型を提供することにある。

本発明の他の目的は、制御回路の閉ループで処理される
信号に生ずる遅れを最小限にするような上述の型の制御
回路を提供することである。

本発明の他の目的は、少数の電子部品を使用し、多数の
電子制御ならびに表示機能を制御する前述の種の制御回
路を提供することである。本発明の他の目的は、信頼性
が高く、耐用期間の長い前述の種の制御回路を提供する
ことである。本発明の特徴は、変調器制御巻線を通るバ
イアス電流が出力レベル制御ループ内で発生された誤差
信号のレベルに応じて変化する新規な出力レベル制御ル
ープを提供することである。

本発明の別な特徴は、出力レベル制御ループに直接に接
続され、該ループ内の信号に応じて出力レベルを表示す
る出力レベル表示回路を提供することである。

本発明の別な特徴は、ただ一つの変調制御巻線しか必要
としないように変調器／レベル調整器にも接続した変調
器制御回路を提供することである。

この回路は、自動変調モードないしは、外部変調モード
で作動し選定された周波数に於て変調器／レベル調整器
を駆動する。本発明の別な特徴は、周波数表示制御回路
を設け、周波数表示パルスを発生し、該パルスを変調制
御回路に印加することである。

本発明の別な特徴は、主掃引発振器を駆動するのこぎり
波電圧が帰線部分の間ベースライン表示信号を発生する
ことにある。

掃引発振器が帰線期間にある時、このベースライン信号
を発生することにより、変調器／レベル調整器の最大信
号減衰を与えることが望ましい。このことは、のこぎり
波が帰線部の時、変調器制御巻線の一端を駆動すること
により達成される。本発明の上述の特徴と目的は、以下
添付図面と共に詳述する。

第１図の参照番号１０は、マイクロ波ないしはミリ波発
生システムで、本願出願人である米国のヒューズ社によ
つて１スーパー●スイーパーョと呼ばれている回路要素
である（米国特許第３９４３４６３号参照）。

このシステムにはのこぎり波電圧発生器１４によつて従
来からの方法で駆動される掃引発振器１２が組み込まれ
ている。この発振器１２の出力（マイクロ波ないしはミ
リ波）は分離段（アイソレータ）１６に結合され、その
周波数はのこぎり波発生器１４からの駆動のこぎり波電
圧の瞬間振幅値に応じて変化する。普通の場合、掃引発
振器１２には、ソリッドステートインパット（ＩＭＰＡ
ＴＴ）ダイオードが共振空洞内に据えられ、バイアス電
流を変化させて駆動させる。このインパットダイオード
発振器に適当な据付（マウント）手段及び同調手段が、
やはり本出願人の出願であるアメリカ特許出願褐．３３
１４１６に開示されている。上述のように、インパット
ダイオードにはバイアス電圧がかかり、ミリ波信号を発
生する。このミリ波信号の周波数は、ダイオードを通る
バイアス電流に依存する。このダイオードバイアス電流
は、のこぎり波発生器１４からののこぎり波電圧の瞬時
振幅値に直接比例する。ここでは説明の簡単のため、発
生され、レベル調整され、変調される信号はミリ波に限
られるが、本発明はミリ波のみならず、種々のマイクロ
波発振器にも使用される。分離段１６の出力は、変調器
／レベル調整器段１８の入力に接続される。

この段１８には、一つの制御巻線７０が変調およびレベ
ル調整のために組み込まれている（第５図参照）。この
制御巻線は（第１図には示されていない）一般的にはミ
リ波の通過する変調器／レベル調整器１８の導波素子（
図示なし）へ同軸に接続される。この巻線に流入する制
御電流ないしはバイアス電流により生ずる磁場がミリ波
の減衰を制御する。この制御巻線は又、通常の方向性結
合ステージ２０の入力に結合されるミリ波の変調を制御
するのにも利用される。たとえばダイオード検波器のよ
うな検波器２２は検波電圧を線２４に送るため、図のよ
うに方向性結合器２０に接続される。

この検波電圧は、レベル制御回路２６の入力に印加され
る。この制御回路２６は、変調制御回路３０と共に変調
器／レベル調整器段１８内の制御巻線を直接駆動する本
発明のシステムをなす制御回路を形成する。レベル制御
回路２６の出力信号は変調器／レベル調整器段１８内の
前述の巻線に、線３４により接続される。同信号は又、
線３６でレベル表示器制御回路２８に入力する。この回
路２８は発光ダイオードＬＥＤのようなレベル表示器３
８に接続され駆動する。回路段２６，２８は第４図に図
示されている。レベル表示器制御回路２８は、更に帰線
消去信号発生器４１に接続される。この発生器の機能は
以下に記述する。帰線消去信号発生器４１は、駆動のこ
ぎり波発生器１４からの帰線電圧によりトリガーされ、
その帰線電圧と同期化する方形出力パルス６９（第２ｂ
図参照）を供給する。変調制御回路３０は、１キロヘル
ツの方形波信号発生器４２の出力端子４０ないしは外部
変調信．号が印加される外部変調端子４４に接続するこ
とができる。変調制御回路３０は更に周波数マーカ制御
回路３２の端子４６により駆動される。又周波数マーカ
制御回路３２はのこぎり波発生器１４から来る線４８上
ののこぎり波電圧によつて駆動・される。周波数マーカ
制御回路３２の出力は線３５を介して掃引発振器１２へ
、そして線４６を介して変調制御回路３０へ接続されて
いる。レベル制御回路２６は線２４上に生ずる検波電圧
を可変基準電圧と比較し、これに応じて線３４上に誤差
信号を発生する。

一般的にいつてこのような比較手段自体を用いることは
、たとえば差動増幅器などの分野で新しいものではない
が、このような技術を遂行する特殊な回路構成は新規な
ものと考えられる。レベル制御回路２６で発生された誤
差信号は、又、レベル表示器制御回路２８内の電流を制
御するのにも使われる。

そしてその制御により、変調・器／レベル調整器段１８
でレベル調整されたミリ波電力をＬＥＤによるレベル表
示器３８で表示する。変調制御回路３０で処理される信
号と、帰還ループ２４−２６−３４で処理される信号と
の間には相互作用は生じない。しかしこの変調制御回路
３０とレベル制御回路２６は、両者共、変調器／レベル
調整器段１８上の単一の制御巻線を同時に制御するよう
に、それぞれ構成されている。周波数マーカ制御回路３
２は接続線４６を介して、変調制御回路３０と相互作用
のもとに変調器／レベル調整器段１８を駆動し、基線（
ベースライン）発生を行い、掃引周波数ミリ波信号の周
波数表示をスコープ表示で行う。第１図で示される制御
回路４９の詳細については第４図から第７図までの図を
参照しながら以下に於て説明する。又以下の説明には、
必要に応じ第２図及び第３図の波形図が利用される。従
つて、まず第２図及び第３図に関し、詳しく説明する。
第２図に於て、第２−ａ図はのこぎり波発生器１４の出
力端における周期のこぎり波電圧波形である。

この波形は周知のごとく、トレース部５０と帰線部５２
を含む。第２−ｂ図の帰線消去信号は、のこぎり波電圧
波形が帰線部５０にある時、周期的に発生され、レベル
表示器制御回路２８を駆動するためと、のこぎり波電圧
波形が帰線部の間スコープトレースの基線を発生させる
のに使われる。第２−ｃ図の同期パルス信号は、周波数
マーカ制御回路３２の出力端４６のパルスで、ミリ波信
号の周波数表示を、以下で述べるようにして行うため、
制御回路３０を駆動する。

第２−ｄ図の波形は、変調器／レベル調整器段１８内を
伝わるレベル調整されたミリ波信号出力である。

この波形内の■型の周波数マーク５９は第２−ｃ図で示
される出力パルス列により生じる。最後に第２−ｅ図は
、第１図のシステムの出力の電カー周波数特性をオシロ
スコープないし同様のもので計測したもの。図中に示さ
れる基線トレースは、のこぎり波発生器１４からののこ
ぎり波が帰線部にある時ごとに変調器／レベル調整器段
１８の制御巻線の一端に印加される帰線消去パルス（第
２−ｂ図）により発生される。第３−ａ図、第３−ｂ図
の波形は、上述した第２−ｄ図、第２−ｂ図の波形に対
応する。

第３−ｃ図、第３−ｄ図の波形は回路２６のレベル制御
と、回路２８の表示機能をそれぞれ示す。第２図、第３
図の波形の詳細については後述する。第４図には、レベ
ル制御回路２６と、レベル表示回路２８の構成が示され
ている。回路２６は検波器２２の出力２４と、変調器／
レベル調整器段１８の制御巻線７０との間の検波信号帰
還ループを形成する。制御巻線７０の中央タップ７２に
は正電圧＋Ｅ１が接続され、この巻線の減衰特性は、第
５図と共に後述する。検波器２２の出力は、差動作用増
幅器７６の端子７４に直接つながれる。本実施例に於て
は、検波器２２は可変検波電圧を生じる抵抗負荷と直列
に接続されるシリコンダイオードを含む。増幅器７６の
他端子７８は入力抵抗８０を介し接地され又、バイアス
抵抗器８２を介し、負電圧上２に接続される。信号端子
７４は、限流抵抗器８４を介し、レベル制御抵抗８８上
の可変タップ８６に接続される。

更に、検波感度調整抵抗器９０は、可変タップ９２を有
し、又、抵抗器８８と負電圧源上２とを結ぶ。作用増幅
器７６は、負バイアスされた端子７４上に現れる検波器
２２からの入力電圧が、アース電位を越えた時、スイッ
チが入るようになつている。上述の回路に於ては、可変
抵抗器８８，９０を組み合わせ、増幅器入力７４に印加
される基準電圧の入力電力を広範囲にわたり変化させる
ことができ、又、検波器の感度の広範囲にわたり変える
ことができる。更に抵抗器８０，８２の組合わせで、７
８の基準電圧が検波器２２内のダイオードの１ターンオ
ンョないしは１オフセツトョ電圧を補償する。即ち、抵
抗器８０内の電圧降下は、ダイオード検波器のオフセッ
ト電圧と等しくセットされ、シリコンダイオードの場合
通常０．６〜０．７ボルトである。このようにして、作
用増幅器７６は、検波出力電力が負入力端子７８上の非
常に低いスレッショルドレベルを越えた時、スイッチが
入るようにバイアスされる。ＮＰＮクランプトランジス
タＱ１を使用した特別なりランプ装置が図のように、外
部端子９４と作用増幅器７６の内部端子７８との間に設
けられている。

トランジスタＱ１は、作用増幅器７６の出力電圧が入力
結節点７８の基準レベルよりも低い時、小さな帰還バ不
アス電流を導通させる。この゛ようにして、トランジス
タＱ１は作用増幅器７６の出力電圧を結節点７８の電位
より１ベースエミッタ降下（１ＶＢＥ）だけ低い値にク
ランプし、結節点９４の出力電圧の負の値が大きくなり
すぎないようにする。このようにしてこのクランプ装置
は大きな検波電圧の振れが作用増幅器７６に印加された
場合に、作用増幅器を介して帰還信号に遅れが生じない
ようにすることができる。上述の機能のほかにクランプ
トランジスタＱ１は、レベル表示器制御回路２８への制
御信号のスイッチの機能を持つ。

Ｑ１は作用増幅器７６で入力検波電圧を感知し、発光ダ
イオード（ＬＥＤ）９６への電流を制御する。この働き
については後述する。作用増幅器の結節点９４に於ける
出力信号はキャパシタ９８と抵抗１００から成るＲＣ回
路網を介して、ダーリントン接続されたトランジスタ対
Ｑ２，Ｑ３の入力に印加される。

キャパシタ９８は回路２６の信号路に於て、インピーダ
ンスは低く、急速に変化する検波電圧に対して適当であ
る。従つて、作用増幅器回路７６のオーバーシュートや
、発振を防止することができる。入力ダーリントントラ
ンジスタＱ２のベースは、端子１０２を介して変調制御
回路３０の出力端子に接続される。この接続に関しては
、第６図で変調制御回路を説明する時に詳述される。ダ
ーリントン接続されたトランジスタＱ２，Ｑ３は、従来
の方法により直接、縦続接続されている。

更に、バイアス抵抗器１０４，１０６が設けられている
。９のコレクタは固定抵抗器１０８と可変、帰還利得調
整抵抗器１１０を介して変調器／レベル調整器制御巻線
７０の一端１１２に接続される。

このようにして結節点９４の誤差信号は適当に増幅され
、Ｏのコレクタ電流を制御し、次にこのコレクタ電流は
制御巻線７０に流入する制御電流のレベルを決定する。
このようにして制御巻線７０により行われる減衰は作用
増幅器７６の出力端の誤差信号レベルに従つて閉ループ
状に変わる。制御巻線７０の下端１１２は、更に最大絶
縁調整抵抗器１１４と、固定抵抗器１１６を介して変調
制御回路３０のプッシュプル出力接続点１１８に接続さ
れる。

制御巻線７０の他端１２０は最小挿入損失調整抵抗器１
２２と固定抵抗器１２４を介して、変調制御回路３０の
プッシュプル出力端子１２６に接続される。変調制御回
路３０の出力端子１１８，１２６は、プッシュプル変調
電圧を供給し、制御巻線７０を励振させる。又、制御巻
線７０を第４図のように接続し使用すると、一つの制御
巻線で、第４図で発生される帰還誤差信号と、第６図の
変調制御回路によつて供給されるプッシュプル変調電圧
との両方に適当に反応することができる。第４図のレベ
ル表示器制御回路２８に於て、回路２６のトランジスタ
Ｑ１が非導通の時Ｑ４が導通状態になり、又はその反対
の状態になるように９の導通状態を制御する。

もしＱ１がレベル調整の際クランプ状態にあると、Ｑ４
は非導通となり出力ＮＰＮトランジスタＱ５を導通する
のに必要な信号を論理回路１２８の入力端に発生させる
。ｑが導通すると、発光ダイオード９６は励起され、次
の２つのいずれかの状態の時それぞれの状態を表示する
。（１）掃引サイクルの一部が第３図で示すようにレベ
ル調整されておらず掃引サイクルが自動掃引動作モード
にあるとき、又は（２）方向性．結合器２０からの出力
電力がスレッショルドレベルよりも低く、手動ＣＷ動作
モード下にある時、である。トランジスタＱ４は抵抗器
１３０，１３２，１３４を含む、従来からの直流バイア
ス装置に接続され、Ｑ４はＱ１が導通時に、非導通とな
．゛る。Ｑ４のコレクタは論理回路１２８の入力端子１
３６に接続され、帰線消去入力端子１３８、手動モード
入力端子１４０が接続され、論理回路１２８の動作を制
御する。正論理を使うと、論理回路１２８の出力コネク
・夕に生じ、Ｑ５を導通させるのに必要な高レベル信号
は、ステージ１８を通るミリ波電力がスレッショルドレ
ベルよりも低いことを示している。

この状態は手動ＣＷ動作モードで、端子１３６の低い論
理信号と符号した場合（Ｑ４は非導通）生ずる。この状
態では高レベル信号が端子１４０に印加される手動掃引
動作モードないしはＣＷ動作モードの下では、レベル表
示器制御回路２８は特定の動作周波数の時のみレベル調
整信号を検出する。上述の手動ＣＷ動作モードの下でミ
リ波電力がスレッショルドレベルを越えると、Ｑは非導
通となる。自動掃引動作モードで動作する手動ＣＷ信号
１は、１４０で低レベルにとどまり、レベル表示器制御
回路２８は、レベル調整信号７１、帰線消去信号６９（
第３図参照）が適当な順序で生じた時、トランジスタＱ
１で発生されたレベル調整信号を検出し、Ｑ５を導通さ
せる。

Ｑ５はレベル調整信号７１が続けて到来する帰線消去信
号６９の間で生じなくなり、ミリ波出力が参照番号６５
で示される全掃引範囲で完全にレベル化されたことを示
すと、ｑは導通する。このようにして、回路２８は、独
自な構成を有し、レベル表示の２つのモードを提供する
。

出力レベル表示器（ＬＥＤ）９６は、自動掃引動作モー
ド下で掃引範囲のどこかでレベル調整されていない個所
があると、パルス７５の先端部で導通する。手動掃引動
作モードに於ては、特定の周波数でのみレベル調整を示
すためレベル表示器９６は、非導通となる。第５図に於
て、ＤＢ減衰と制御巻線７０に流入する差動制御電流１
ａ−１ｂの関係を示すグラフは本発明の回路内の制御巻
線７０の減衰特性を示す。

このカーブは１ａ−１ｂが最小減衰を与える１４４，点
から始まり、１ａ−１ｂが最大減衰を与える１４６点ま
でにわたる。このように変調器／レベル調整器段１８内
の減衰の変化状態は、制御巻線７０内の純バイアス電流
１ａ−１ｂに直接依存する。１ａ−１ｂの値は、第６図
の変調制御回路により周期的に制御される第４図に示す
制御ループによりアナログ値で制御される。

変調制御回路は、端子１１８，１２６にプッシュプル変
調電圧を印加する。この入力端子は、前述したように制
御巻線７０の両端子１１２，１２０に接続される。第６
図は、変調制御回路３０を示す。

帰線消去信号の入力端子１４８は入力限流低抗器１５０
の一端に接続されている。該抵抗器の他端は、Ｑ６のベ
ースに接続されている。トランジスタ９は又ベースブル
ダウン抵抗器１５２に接続され、又コレクタ負荷抵抗１
５４を介して、電圧供給源十Ｅ１に接続される。平常に
は非導通状態にあるＱ６のコレクタ出力は直接第１のダ
ーリントン、接続のトランジスタＱ７，Ｑ８の対に接続
されている。このダーリントン接続のＮＰＮトランジス
タ対は、限流抵抗器１５６を介してＮＰＮトランジスタ
Ｑ９のベースに接続される。トランジスタｑはＮＰＮト
ランジスタＱｌＯと共に、第２のダーリントン接続のト
ランジスタの対となる。上述の２つのトランジスタ対は
、入力トランジスタｑの導通、非導通に応じて交互に駆
動される。入力トランジスタＱ６は、そのベースに結合
された第２−ｂ図の正の帰線消去パルス６９が存在する
か否かに応じて導通状態、あるいは非導通状態をとる。
これらのダーリントン接続対Ｑ７，Ｑ８およびＱ９，Ｑ
ｌＯは、端子１１８，１２６に前述したようにプッシュ
プル出力電圧を発生し、両端子１１２，１２０から制御
巻線７０を励振する。このようにしてｑが導通すると、
Ｑ７のベースは大体アース電圧の値に駆動され、Ｑ７，
Ｑ６は非導通となる。Ｑ８が非導通になるとＱ８のコレ
クタの電圧は高くなり、Ｑ９とＱｌＯを駆動し導通せし
め、その状態で出力端子１１８の電圧値は高くなり、出
力端子１２６の電圧値は大体アース電圧となる。これら
の出力端子１１８，１２６の電圧レベルは、ｑのベース
に印加された帰線消去信号が欠如し、入力トランジスタ
Ｑ６が非導通になつた時、その高低が上述したのとは反
対になる。入力トランジスタＱ６の導通は、入力端子１
４８の帰線消去信号の存否、又はＱ６に１キロヘルツ方
形波発生器４２からの方形波出力電圧を印加することに
より、あるいは又入力端子１６０に印加される外部変調
電圧により制御される。

スイッチ１６２は１キロヘルツ方形波変調電圧ないしは
外部変調電圧を、ブロッキングダイオード１６４を介し
てαのベースと結合するのに使われる。もう１つのブロ
ッキングダイオード１６６は、帰線消去信号入力端子１
４８と、周波数マーカ制御回路３２の出力端子２０８と
の間を接続する。回路３２からの出力パルスは、以下の
ようにしてｑの状態も制御する。ブロッキングダイオー
ド１６８は、第４図のようにトランジスタＱ２のベース
の側の端子１０２と、トランジスタＱ６のコレクタとを
結ぶ。この接続によつてトランジスタｑが導通した時に
各トランジスタＱ２とＱ３が導通することを防ぐ。もし
、同時に帰線消去信号とレベル調整信号などが同時にお
こる場合のように、トランジスタｑとトランジスタＱｌ
Ｏが同時に導通すると、上述したダイオード１６８の接
続がない場合は、変調器／レベル調整器段１８の制御巻
線７０のバイアス電流は第５図で示される最大減衰値を
越えてしまう。

これは好ましからざる正の帰還制御をもたらし、ミリ波
出力はレベル調整されない。しかしながら本発明によれ
ば、トランジスタｑのコレクタがアース電位になり、同
時に各トランジスタＱ６，Ｑ９，ＱｌＯが導通状態にな
つた時、Ｑ２を非導通にすることによりトランジスタＱ
６は上記の可能性を消すことがてきる。この間Ｑ２とＯ
は非導通の状態に、トランジスタ９（第６図）が再び非
導通となるまでとどまる。第７図に於て、周波数マーカ
制御回路３２は、図示するようにベースバイアス可変人
力抵抗器１７０に接続された入力ＰＮＰトランジスタＱ
ｌｌを有す。

Ｑｌｌのエミッタ出力は負荷抵抗１７２を介し電圧供給
源＋Ｅ３に接続し、Ｑｌｌのエミッタは、２つの作用差
動増幅器１７８，１８０の正負の入力端子１７４，１７
６にそれぞれ直接接続されている。増幅器１８０の正入
力端子は、図のように接続され、可変基準スレッショル
ド電圧を受け、又同様に増幅器１７８の負入力端子１８
４は、図のように接続され、抵抗器１８８上の可変タッ
プで】可変基準スレッショルド電圧を受ける。抵抗器１
８８、可変タップ抵抗器１８６、および電源トランジス
タＱｌ２は、電圧源＋Ｅ４とアース電位を結ぶ。又増幅
器入力端子１８２，１８４のスレッショルド電圧は、抵
抗器１８６，１８８のタップのとり方によつて変化する
。作用増幅器１７８，１８０の各々は、それぞれ出力抵
抗１９６と抵抗１９８とを介し、又出力ダイオード２０
０とダイオード２０２を介し、前述の周波数マーカ出力
端子１９７に接続され、更に）この出力端子１９７は共
通負荷抵抗２０４を介し、端子２０６の電圧供給源＋Ｅ
５に達する。

バイアス電流調整器２１２は、図のようにＱｌｌのエミ
ッタ出力と掃引発振器１２の入力との間に接続され、掃
引発振器に適当なバイアス電流を供給して、所望の発振
周波数帯を達成する。このようにして、＋Ｅ５から出て
負荷抵抗２０４を通る負荷電流は、以下に説明する増幅
器のスイッチングがスレッショルド電圧により行われる
間１９６，２００の路、ないしは１９８，２０２のいず
れかの路を通り、それぞれ増幅器１８０，１７８に達す
る。

差動増幅器１７８，１８０は以下のようにエミッタフォ
ロアーによつて、Ｑｌｌののこぎり波電圧により駆動さ
れ、結節点１９７に周波数マーカ出力パルスを発生させ
る。

もしも端子１７４，１７６ののこぎり波電圧が共に端子
１８２の電圧より低く、端子１８４の電圧より高いと、
増幅器１７８，１８０の両者の出力電圧は、高く上昇し
、正論理ダイオード２００，２０２に逆バイアスをかけ
、点１９７の電位をあげ、第２−ｃ図の周波数マーカパ
ルスのうち前縁パルスを発生する。しかしながら、瞬時
のこぎり波電圧が、更に上昇し端子１８２の電位を越え
ると、増幅器１８０の出力は負の値となり、周波数マー
カパルスのうち、後縁パルスを発生する。このパルスは
第２−ｃ図の第１番目と第２番目のパルス５３，５５を
示す。そしてそれは第２−ｄ図の電圧波形に於ける■字
型のマーク５９に相当する。入力端子１８４は、上述の
スイッチング操作に於て、端子１８２の電位よりも僅か
低い電位にセットされる。

端子１８４の基準電圧を加えて周波マーカパルスの幅を
かえることができる。この基準電圧は、抵抗器１８６の
可変タップを変化させればかえることができる。抵抗器
１８８，１９０の可変タップは掃引発振器１２の周波数
の変化を補償できるように、発振器１２の掃引範囲全体
に相応するような動きを、抵抗器１８８のタップは行う
ことができる。抵抗器１８８のタップを変えると周波数
マーカパルスが始まるのこぎり波電圧を変化させること
ができるが、１８６のタップは周波数マーカ幅を制御す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図：本発明に基く制御回路のブロックダイヤグラム
、第２−ａ図〜第２−ｅ図：発振器、変調器、関連制御
回路での電圧、電力波形、第３一ａ図〜第３−ｄ図：レ
ベル調整信号とレベル表示信号との関係および帰線消去
信号間の関係を示す電圧波形図、第４図：本発明による
レベル制御およびレベル表示器回路のダイヤグラム、第
５図：変調器／レベル調整段でのマイクロ波電力減衰を
示す波形図、第６図：本発明に基く、変調制御回路のダ
イヤグラム、第７図：本発明に基く、周波数マーカ制御
回路。 なお本発明の主な構成要素と、図中番号との対応は以下
の通りである。 １２・・・・・・掃引発振器、１４・・・・・・のこぎ
り波発生器、１６・・・・・・分離器（アイソレータ）
、１８・・・・・・変調器／レベル調整器、２０・・・
・・・方向性結合器、２２・・・・・検波器、２６・・
レベル制御回路、２８・・・・・ルベル表示器制御回路
、３０・・・・・・変調制御回路、３２・・・・・・周
波数マーカ制御回路、３８・・・・・ルベル表示器、４
１・・・・・・帰線消去信号発生器、４２・・・・・・
１キロヘルツ方形波発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 掃引周波数発振器と、そしてマイクロ波またはミリ
   波出力の周波数及び振幅を制御するための制御回路とか
   ら成るマイクロ波またはミリ波用回路装置であつて、該
   制御回路は、マイクロ波またはミリ波出力に対して変調
   を与えかつレベル調整を行う制御巻線７０が同軸的に配
   設された変調器／レベル調整器１８と、前記変調器／レ
   ベル調整器１８の出力レベルに比例する検波電圧を発生
   するために該変調器／レベル調整器１８の出力側に接続
   された検波器２２と、前記検波器２２の出力電圧と調整
   可能な基準電圧とを比較して誤差信号を発生するための
   比較器７６と、そして、所望周波数の変調入力を前記制
   御巻線７０に所望レベルで供給するための増幅回路Ｑ＿
   ７〜Ｑ＿１＿０を具備する変調制御回路３０と、から構
   成され、前記検波器２２の出力が過大となつた際に、前
   記比較器７６の出力を所定レベル以下に保持するために
   、該比較器７６の出力端子９４と基準電圧入力端子７８
   との間にクランプトランジスタＱ＿１が接続されること
   、ならびに、前記変調制御回路の増幅回路Ｑ＿７〜Ｑ＿
   １＿０が出力を発生しない期間にのみ出力を発生する増
   幅回路Ｑ＿２、Ｑ＿３を介して前記比較器７６の出力が
   前記制御巻線７０に供給されること、を特徴とするマイ
   クロ波またはミリ波用回路装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載のマイクロ波またはミリ
   波用回路装置において、前記比較器７６に接続されたク
   ランプトランジスタＱ＿１の動作状態に対応して変化す
   る出力を発生する論理回路２８を介して接続されたマイ
   クロ波またはミリ波用レベル表示装置３８を有すること
   、を特徴とする前記マイクロ波またはミリ波用回路装置
   。