JPS6035967A - 静止型変換器 - Google Patents
静止型変換器Info
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- JPS6035967A JPS6035967A JP59138107A JP13810784A JPS6035967A JP S6035967 A JPS6035967 A JP S6035967A JP 59138107 A JP59138107 A JP 59138107A JP 13810784 A JP13810784 A JP 13810784A JP S6035967 A JPS6035967 A JP S6035967A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、相互に共同して動作する少々くとも一対のス
イッチングトランジスタを含み、そのうちの第１のスイ
ッチングトランジスタは、他のスイッチングトランジス
タの制御周波数より高い周波数で制御され、さらに、各
々のトランジスタのエミッターコレクタ間にはダイオー
ドが接続されている静止型変換器に関する。
イッチングトランジスタを含み、そのうちの第１のスイ
ッチングトランジスタは、他のスイッチングトランジス
タの制御周波数より高い周波数で制御され、さらに、各
々のトランジスタのエミッターコレクタ間にはダイオー
ドが接続されている静止型変換器に関する。
いわゆるダーリントン回路は、高電力出力をスイッチン
グするのによく知られている。その回路の主要な構成と
動作モードは第１図に示されているが、それは、高電流
増幅が特徴となっている。
グするのによく知られている。その回路の主要な構成と
動作モードは第１図に示されているが、それは、高電流
増幅が特徴となっている。
というのは、トランジスタＴＩのペースからトランジス
タＴ２のコレクタへの電流から計算される実効電流増幅
度は、λつのトランジスタの電流増幅度の積に等しいか
らである。その最も普通の形では、ダーリントン回路は
モノリシックトランジスタ、すなわち、すべての部品が
単一のシリコン基板に形成されるトランジスタで構成さ
れる。
タＴ２のコレクタへの電流から計算される実効電流増幅
度は、λつのトランジスタの電流増幅度の積に等しいか
らである。その最も普通の形では、ダーリントン回路は
モノリシックトランジスタ、すなわち、すべての部品が
単一のシリコン基板に形成されるトランジスタで構成さ
れる。
第２図に等価回路を示す。モノリシック構造中に寄生ダ
イオ−ＰＤｌが形成されていることは図から明らかであ
ろう。この寄生ダイオ−Ｐはトランジスタと同じ′電流
を流すことができるが、スイッチングに注目すると、相
対的に長い／〜／Ｑμｓのオーダーの逆回復時間ｔｒｒ
を有する。寄生ダイオ−Ｐの長所は、それがいわゆるフ
リーホイールダイオ−Ｐとして用いられることである。
イオ−ＰＤｌが形成されていることは図から明らかであ
ろう。この寄生ダイオ−Ｐはトランジスタと同じ′電流
を流すことができるが、スイッチングに注目すると、相
対的に長い／〜／Ｑμｓのオーダーの逆回復時間ｔｒｒ
を有する。寄生ダイオ−Ｐの長所は、それがいわゆるフ
リーホイールダイオ−Ｐとして用いられることである。
フリーホイールダイオ−Ｐは、ダーリントントランジス
タが酵導負挿Ｉに対する電流をスイッチングする時に必
要となる。このような状況下で、大きな損失なしにしか
も電流制限用回路を用意することなく動作させるために
は、トランジスタが導通状態に付勢される時に、トラン
ジスタの電圧降下が零になるような変調方法が必要とな
る。すなわち、ダーリントントランジスタは付勢される
時電圧降下零でなければならず、そしてそのことはトラ
ンジスタの有用性を制限することになる。パルス幅変調
（ＰＷＭ）が良く知られている変調方法であるが、これ
は、トランジスタをコレクターエミッタ間で最大電圧で
導通状態に付勢する必要がある。
タが酵導負挿Ｉに対する電流をスイッチングする時に必
要となる。このような状況下で、大きな損失なしにしか
も電流制限用回路を用意することなく動作させるために
は、トランジスタが導通状態に付勢される時に、トラン
ジスタの電圧降下が零になるような変調方法が必要とな
る。すなわち、ダーリントントランジスタは付勢される
時電圧降下零でなければならず、そしてそのことはトラ
ンジスタの有用性を制限することになる。パルス幅変調
（ＰＷＭ）が良く知られている変調方法であるが、これ
は、トランジスタをコレクターエミッタ間で最大電圧で
導通状態に付勢する必要がある。
このことはたとえば、第３図に示されるダーリントント
ランジスタＴＦＬ／が付勢され、導通状態になる時、フ
リーホイールダイオードＤ２が導通状態になることを意
味する。第３図はダーリントントランジスタＴＲ／−Ｄ
／ 、ＴＲ，２−Ｄ、２ 、ＴＲＪ−ＤＪ、ＴＩＬ≠−
Ｄグ、ＴＲｊ−ＤＪ、ＴＲ４−ＤＪ５有するｌｌａ ｃ
、整流ブリッジを示し、各々は第一図に示される回路と
等価である。公知の方法によれば、これらのトランジス
タのペース電極には。
ランジスタＴＦＬ／が付勢され、導通状態になる時、フ
リーホイールダイオードＤ２が導通状態になることを意
味する。第３図はダーリントントランジスタＴＲ／−Ｄ
／ 、ＴＲ，２−Ｄ、２ 、ＴＲＪ−ＤＪ、ＴＩＬ≠−
Ｄグ、ＴＲｊ−ＤＪ、ＴＲ４−ＤＪ５有するｌｌａ ｃ
、整流ブリッジを示し、各々は第一図に示される回路と
等価である。公知の方法によれば、これらのトランジス
タのペース電極には。
交流電圧の周波数を決める制御信号が供給される。
図に示される例では、高周波たとえば／〜ｆｆＫＨ２の
制御電圧が第１のトランジスタＴＲ／、ＴＲＪ。
制御電圧が第１のトランジスタＴＲ／、ＴＲＪ。
ＴＲ，ｔそれぞれの入力Ａに供給される一方、低周波文
とえば！ ０−４ ＯＨｚの制御電圧が、’Ｉ’Ｒ／
。
とえば！ ０−４ ＯＨｚの制御電圧が、’Ｉ’Ｒ／
。
ＴＲＪ、’Ｉ’Ｒｔと対になる第λのトランジスタＴ
Ｒ，２、’Ｉ’ Ｒ４Ｚ 、 Ｔ Ｒｊにそれぞれ供給
される。
Ｒ，２、’Ｉ’ Ｒ４Ｚ 、 Ｔ Ｒｊにそれぞれ供給
される。
すなわち、各トランジスタ対の第１のトランジスタは、
第２のトランジスタがしゃ断されている間にたびたびオ
ンオフする。ａ、 ｃ、整流ブリッジは相導体Ｌ Ｓ、
Ｔ、’ｅ介して３相モ一タＭに供給する。ダーリント
ントランジスタの限界は、前述したようにフリーホイー
ルダイオードが相対的に長い逆回復時間を有し、それは
、付勢される第１のトランジスタに過電流を生じさせる
ということにある。
第２のトランジスタがしゃ断されている間にたびたびオ
ンオフする。ａ、 ｃ、整流ブリッジは相導体Ｌ Ｓ、
Ｔ、’ｅ介して３相モ一タＭに供給する。ダーリント
ントランジスタの限界は、前述したようにフリーホイー
ルダイオードが相対的に長い逆回復時間を有し、それは
、付勢される第１のトランジスタに過電流を生じさせる
ということにある。
過電流は次のように生じる。第３図に示されるａ。
Ｃ６整流ブリッジの部分回路を示す第７図を考え、そし
て、ちょうどモータ電流ＩＢがフリーホイールダイオー
ドＤ２を介して流れていると仮定すればダーリントント
ランジスタＴＲ／が電流、を流し始め、モータ電流ＩＲ
を引き継ぐ時り、２は逆回復時間ｔｒｒが経過するまで
２次の理出により、ブロックされないことがわかるだろ
う。この時間中、ダイオードＤ、２は逆方向に電流（逆
回復電流）を流し、大体においてＴ几ｌとり、ｌｉ介し
て短絡回路ができ、この短絡回路を大電流が流れる。
て、ちょうどモータ電流ＩＢがフリーホイールダイオー
ドＤ２を介して流れていると仮定すればダーリントント
ランジスタＴＲ／が電流、を流し始め、モータ電流ＩＲ
を引き継ぐ時り、２は逆回復時間ｔｒｒが経過するまで
２次の理出により、ブロックされないことがわかるだろ
う。この時間中、ダイオードＤ、２は逆方向に電流（逆
回復電流）を流し、大体においてＴ几ｌとり、ｌｉ介し
て短絡回路ができ、この短絡回路を大電流が流れる。
このような欠点を除去するため、種々の試みがなされて
いる。そのうちの一つは、第５図に示すように、寄生ダ
イオードたとえばＤ／を分離するために、ダイオ・−ド
Ｉ） ７と画法フリーホイールダイオード丁）ｔの直列
回路を外部に接続することであった。
いる。そのうちの一つは、第５図に示すように、寄生ダ
イオードたとえばＤ／を分離するために、ダイオ・−ド
Ｉ） ７と画法フリーホイールダイオード丁）ｔの直列
回路を外部に接続することであった。
別の解決法はインダクタンスの助けにより回路中の電６
ｔｒ、の増加を制限することであり、それにより、回路
が伺勢爆れる時起こる電流ピークは、共同して動作する
フリーホイールダイオ−１３が非導通時には制御さｊｌ
て答認できるレベルに達する。
ｔｒ、の増加を制限することであり、それにより、回路
が伺勢爆れる時起こる電流ピークは、共同して動作する
フリーホイールダイオ−１３が非導通時には制御さｊｌ
て答認できるレベルに達する。
第を図にそのような回路を示す。この回路では、トラン
ジスタＴ Ｉｔ、 ／のエミッタとトランジスタＴＲ，
２のコレクタ間に巻線Ｎ／が巻かれたフェライトコアと
インダクタンスＬが接続される。そして、ツェナーダイ
オードＺ／とダイオードＤりが巻線Ｎ／の両端に接続さ
れる。１） Ｐ −Ｚ ／から回路は、導通時に蓄積さ
れるインダクタンスのエネルギーを空にする。次のこと
かられかるように、この回路で（１相対的に大きな損失
が生じる。インダクタンスを空にし、損失を減らすもう
一つの方法は、第を図に示すようにダイオードＤ１０と
直列の巻線Ｎコを設けることである。しかしながらＤタ
ーＺ／回路は依然として必要とし、巻線間のもれインダ
クタンスにより結果として損失が生じる。
ジスタＴ Ｉｔ、 ／のエミッタとトランジスタＴＲ，
２のコレクタ間に巻線Ｎ／が巻かれたフェライトコアと
インダクタンスＬが接続される。そして、ツェナーダイ
オードＺ／とダイオードＤりが巻線Ｎ／の両端に接続さ
れる。１） Ｐ −Ｚ ／から回路は、導通時に蓄積さ
れるインダクタンスのエネルギーを空にする。次のこと
かられかるように、この回路で（１相対的に大きな損失
が生じる。インダクタンスを空にし、損失を減らすもう
一つの方法は、第を図に示すようにダイオードＤ１０と
直列の巻線Ｎコを設けることである。しかしながらＤタ
ーＺ／回路は依然として必要とし、巻線間のもれインダ
クタンスにより結果として損失が生じる。
トランジスタＴＲ，２が電流を流す時、電流はインダク
タンスを介して流れる。各導通期間後インダクタンスは
エネルギーが空になり％ＤターＺ／回路における損失は
Ｐ＝Ｌ・〒２・工となる。
タンスを介して流れる。各導通期間後インダクタンスは
エネルギーが空になり％ＤターＺ／回路における損失は
Ｐ＝Ｌ・〒２・工となる。
コ
ここで。
〒＝インダクタンス中の平均電流
ｆ−）ランジスタの制御周波数 である。
〒−／ｊＡ、Ｌ＝ｌ’θ／ｊＨ％ｆ ＝３０００Ｈｚと
すると、Ｐ＝２０Ｗとな）、温度上昇を制限するために
は、大きな受動素子を必要とする。
すると、Ｐ＝２０Ｗとな）、温度上昇を制限するために
は、大きな受動素子を必要とする。
本発明は１以上のようなフリーホイールダイオードの逆
回復電流を除去したり、減らしたりするための公知の回
路が有する欠点、すなわち電圧損失が太きいという欠点
を除去すること全その目的とする。
回復電流を除去したり、減らしたりするための公知の回
路が有する欠点、すなわち電圧損失が太きいという欠点
を除去すること全その目的とする。
〔発明の４１＋’を要〕
本発明は、独立［７た電流源からフリーホイールダイオ
ードに逆回復電流を供給することにより前記目的を達成
するようにしたものである。以下のことから明らか力よ
うにそのよう々電流の供給は簡単な手段でできる。本発
明によれば、付勢されるトランジスタ上の電流負荷は大
きく減少し、発生する軍１流ビークとその訪導が増大す
るため、ダーリントントランジスタのモノリシック構造
中のフリーホイールダイオードの逆回復時間が如くなる
。従って、第６図の装置で用いられるよりも小さくより
安価な磁気的部品を使用することができる。
ードに逆回復電流を供給することにより前記目的を達成
するようにしたものである。以下のことから明らか力よ
うにそのよう々電流の供給は簡単な手段でできる。本発
明によれば、付勢されるトランジスタ上の電流負荷は大
きく減少し、発生する軍１流ビークとその訪導が増大す
るため、ダーリントントランジスタのモノリシック構造
中のフリーホイールダイオードの逆回復時間が如くなる
。従って、第６図の装置で用いられるよりも小さくより
安価な磁気的部品を使用することができる。
この発明による回路の好ましい実施例を第７図に示す。
この回路と第６図に示される公知の回路との差異は、電
流の増加を制限するためインダクタンスが変圧器に置換
され、その変圧器は一つ又はそれ以上のダイオードの１
１列接続’ｆ）／／ｆ＜介してトランジスタＴＲ，２の
コレクターエミッタ間に接続され、それによって帰還電
、流（逆回復電流Ｉｒｒ）が導通可能となることである
。変圧器巻線Ｎ／は、前述の独立電圧源を形成する。
流の増加を制限するためインダクタンスが変圧器に置換
され、その変圧器は一つ又はそれ以上のダイオードの１
１列接続’ｆ）／／ｆ＜介してトランジスタＴＲ，２の
コレクターエミッタ間に接続され、それによって帰還電
、流（逆回復電流Ｉｒｒ）が導通可能となることである
。変圧器巻線Ｎ／は、前述の独立電圧源を形成する。
この発明による回路の作用を、第ｔ、？、１０．７７図
全参照して説明する。
全参照して説明する。
第ざ、り図はダイオードＤコからトランジスタＴＲ／へ
の転流を示す。最初に電流ＪＲが７り−ホイールダイオ
ードＤコを通してモーターＭの３相のうちの１つ全構成
する線Ｒに流れていると仮定する。トランジスタＴＲ／
が導通モードに付勢される時、トランジスタＴＲ，２の
フリーホイールダイオードＤ２の両端電圧はほんの数ゼ
ルトであシ、全供給電圧Ｕは巻線Ｎｕにかかる。巻線Ｎ
／とＮ、２は変圧器結合となっているので、電圧Ｕ・Ｚ Ｎ２が巻線Ｎ／に生じ、その方向は、ダイオードＤ２上
の電圧が逆方向となシ、逆回復電流Ｉｒｒの２ 大部分（−ｐｑｉ−′、＋Ｈ−７）が回路ＤＩ ／−Ｎ
／−Ｄ、２に流れるような方向となる。このことは、見
かけ上ダイオ−）′Ｄ−の逆回復時間ｔｒｒＯ間変圧器
が飽和しないことを示す。
の転流を示す。最初に電流ＪＲが７り−ホイールダイオ
ードＤコを通してモーターＭの３相のうちの１つ全構成
する線Ｒに流れていると仮定する。トランジスタＴＲ／
が導通モードに付勢される時、トランジスタＴＲ，２の
フリーホイールダイオードＤ２の両端電圧はほんの数ゼ
ルトであシ、全供給電圧Ｕは巻線Ｎｕにかかる。巻線Ｎ
／とＮ、２は変圧器結合となっているので、電圧Ｕ・Ｚ Ｎ２が巻線Ｎ／に生じ、その方向は、ダイオードＤ２上
の電圧が逆方向となシ、逆回復電流Ｉｒｒの２ 大部分（−ｐｑｉ−′、＋Ｈ−７）が回路ＤＩ ／−Ｎ
／−Ｄ、２に流れるような方向となる。このことは、見
かけ上ダイオ−）′Ｄ−の逆回復時間ｔｒｒＯ間変圧器
が飽和しないことを示す。
ｄθ
式Ｕ＝Ｎ−ｄｉから、逆回復時間中の飽和を避けるため
の７ｆ！小のフェライトコアの面積Ａが計初できる。即
ち、 Ａ）ｔＪ＊ ｔｒｒ／（介−Ｎ７．） Ａ−フェライトコアの断面積 ｔｒｒ−ダイオードの逆回ｔｙ時間 合一フエライトコアの飽和磁束密度 である。代表的なパラメータ値から Ａ＞３００−／、ｊ＠１０−’／（０，ｇ −、ｚｇ
＝４ｔｔｘｉｏ−６ｍ２が得られる。
の７ｆ！小のフェライトコアの面積Ａが計初できる。即
ち、 Ａ）ｔＪ＊ ｔｒｒ／（介−Ｎ７．） Ａ−フェライトコアの断面積 ｔｒｒ−ダイオードの逆回ｔｙ時間 合一フエライトコアの飽和磁束密度 である。代表的なパラメータ値から Ａ＞３００−／、ｊ＠１０−’／（０，ｇ −、ｚｇ
＝４ｔｔｘｉｏ−６ｍ２が得られる。
たとλばこのコアは約２ｊ−の長さで巻線比がＮ、２＝
２３．Ｎ／＝１の標準的なトロイドコアでよい。Ｍ、Ｔ
／θθ／２型のトランジスタを用いると、回復電流１ｒ
ｒ：ＡＯアンペアであシ、そのうちのｊアンペアだけが
トランジスタＴＲ２？ｆして流れる。回路丁） Ｐ−７
，７内には電流が流れず、従って、この４１１では前ｔ
Ｊｆｌ路では損失が生じない。
２３．Ｎ／＝１の標準的なトロイドコアでよい。Ｍ、Ｔ
／θθ／２型のトランジスタを用いると、回復電流１ｒ
ｒ：ＡＯアンペアであシ、そのうちのｊアンペアだけが
トランジスタＴＲ２？ｆして流れる。回路丁） Ｐ−７
，７内には電流が流れず、従って、この４１１では前ｔ
Ｊｆｌ路では損失が生じない。
第１Ｑ図と第１／図はｉ” Ｒ／がらり、２への転流を
示す。相１１イ流ＩＲがｉ’ Ｒ／を通してモータ相Ｒ
に流れ、第１Ｏ図に水子回路の下部には電流が流れてい
ないと仮定する。Ｔ几／がオフに彦る時、電流Ｉｉはフ
リーホイールダイオードＴ）、２に転流する（第１／図
）。変圧器巻＃ｉｌＮ、２におけるインダクタンスのた
めに、電流は、やむなく回路Ｚ／−Ｄり全通して相導線
几に流れる。この回路Ｚ／−Ｄりの両端電圧は、 ｔｍ
＝Ａ＊Ｌｎ、２／（Ｕｚｌ＋ｔＪＤ５）の期間経過後に
変圧器を飽和させる。
示す。相１１イ流ＩＲがｉ’ Ｒ／を通してモータ相Ｒ
に流れ、第１Ｏ図に水子回路の下部には電流が流れてい
ないと仮定する。Ｔ几／がオフに彦る時、電流Ｉｉはフ
リーホイールダイオードＴ）、２に転流する（第１／図
）。変圧器巻＃ｉｌＮ、２におけるインダクタンスのた
めに、電流は、やむなく回路Ｚ／−Ｄり全通して相導線
几に流れる。この回路Ｚ／−Ｄりの両端電圧は、 ｔｍ
＝Ａ＊Ｌｎ、２／（Ｕｚｌ＋ｔＪＤ５）の期間経過後に
変圧器を飽和させる。
ここで
Ａ−フェライトコアの断面積（ｍす
Ｂ−フェライトコアの飽和磁束密度（Ｖ・Ｓ／ｉｎ”）
ｎコニ巻線Ｎ２の巻回数 ＵＺ＋ ＝ Ｚ ／の両端の電圧降下（Ｖ）ＵＤ、＝Ｄ
りの両端の電圧降下（Ｖ） である。
ｎコニ巻線Ｎ２の巻回数 ＵＺ＋ ＝ Ｚ ／の両端の電圧降下（Ｖ）ＵＤ、＝Ｄ
りの両端の電圧降下（Ｖ） である。
フェライトコアが飽和する時、相電流はコイル又は巻線
Ｎ、２全通して流れる。飽和時間Ｔｍの間は、回路Ｚ／
−Ｄり中で電圧の損失が起こり、前に仮定した値を用い
るとそれは約７ワツトである。また、飽和時間は約μμ
ｓである。トランジスタＴＴＬ２がしゃ断され、従って
非導通になる時の電力損失はさらに小さくなる。第１．
２図にこの電力損失が示される。相電流Ｉｌｌはその時
相Ｒからコイル又は巻線Ｎ、２全通してさらにトランジ
スタＴＲ２？ｆ通して流れる。変圧器に蓄えられたエネ
ルギーが、オフ状態となる回路７． ／ −Ｄ ９中に
転流する時の電力損失は、前述のトロイドコイルにおい
て他の状態も同じとすると、／ワットより小さくなる。
Ｎ、２全通して流れる。飽和時間Ｔｍの間は、回路Ｚ／
−Ｄり中で電圧の損失が起こり、前に仮定した値を用い
るとそれは約７ワツトである。また、飽和時間は約μμ
ｓである。トランジスタＴＴＬ２がしゃ断され、従って
非導通になる時の電力損失はさらに小さくなる。第１．
２図にこの電力損失が示される。相電流Ｉｌｌはその時
相Ｒからコイル又は巻線Ｎ、２全通してさらにトランジ
スタＴＲ２？ｆ通して流れる。変圧器に蓄えられたエネ
ルギーが、オフ状態となる回路７． ／ −Ｄ ９中に
転流する時の電力損失は、前述のトロイドコイルにおい
て他の状態も同じとすると、／ワットより小さくなる。
このように、全部の′電力世失は約ｒワットとなシ、こ
れは、第６図による装置での、２０ワツトの電力損失と
比較してみるべきである。
れは、第６図による装置での、２０ワツトの電力損失と
比較してみるべきである。
第１３図は、電池形式で即純化した電源Ｐを示しでおり
、前述したように、Ｄ２の高速放電を行うために、スイ
ッチＳによってＤ２と接続される。
、前述したように、Ｄ２の高速放電を行うために、スイ
ッチＳによってＤ２と接続される。
スイッチＳ（図では閉状態を示しているが）は。
たとえば、トランジスタや他の公知のスイッチ要素で構
成してもよい。そして、第１３図に示すように、トラン
ジスタ゛Ｉ゛几／に供給される制御信号と同じ制御信号
がスイッチＳに供給され、第１のトランジスタ１゛Ｒ／
の制御と同期して有効となる。
成してもよい。そして、第１３図に示すように、トラン
ジスタ゛Ｉ゛几／に供給される制御信号と同じ制御信号
がスイッチＳに供給され、第１のトランジスタ１゛Ｒ／
の制御と同期して有効となる。
ダイオードＤ、２全通して流れる逆回復電流を作成する
もうひとつの可能性は、前記ダイオードを通して、コン
デンサを放電させることである。
もうひとつの可能性は、前記ダイオードを通して、コン
デンサを放電させることである。
以上の説明では各トランジスタ対及びダイオードはモノ
リシック構造で結合されていると仮定したが５個別の部
品でも利用できることは明らかであろう。
リシック構造で結合されていると仮定したが５個別の部
品でも利用できることは明らかであろう。
本発明によれば、一方のトランジスタが他方のトランジ
スタよりも高い周波数で制御されるトランジスタ対を含
む静止型変換器における電力損失が除去あるいは少なく
も軽減する。
スタよりも高い周波数で制御されるトランジスタ対を含
む静止型変換器における電力損失が除去あるいは少なく
も軽減する。
第１図はいわゆるダーリントン回路の主要な構成と動作
モード、第２図はモノリシック構造ダーリントン回路の
等価回路、第３図は適洛に選択された周波数で３相モー
タを動作させるための３対のスイッチングトランジスタ
を有する簡単化した静止型変換器、第グ図は第３図の回
路における／対のスイッチングトランジスタ、第５図は
短絡回路によって生じる間−斥；ヲ除くための公知の回
路、第６図はもう一つの公知回路、第７図は第一のスイ
ッチングトランジスタのダイオードに逆回復電流を供給
するための電圧源を有するこの発明による一回路、第ｒ
図は、第７図の回路に訃ける第１のトランジスタが非導
通状態での相電流、紀り図はその後に続く制御パルスの
間第１のトランジスタが電流を流し始める時に第２のト
ランジスタのダイオードを介して流れる逆回復電流の通
路、第１Ｏ図は逆回復電流がなくなる時の回路の状態、
第１１図は第１のトランジスタに対する制御パルスがな
くなり相電流、転流が第２のスイッチングダイオードに
対して起こる時の回路の状態、第１２図はオフに第２の
スイッチングトランジスタがオフになる寸前の回路の状
態、第１３図は紀コのスイッチングトランジスタのダイ
オード用逆回復電流を作成するためのこの発明による簡
単化された改良回路を示す。 ’ｒ Ｉｔ ／ 、 ｉ” Ｒ，，２・・・スイッチン
グトランジスタ、Ｄ／、Ｄコ・・・ダイオード、Ｉｒｒ
・・・逆回復電流。 Ｎ／、Ｐ・・・電圧源。
モード、第２図はモノリシック構造ダーリントン回路の
等価回路、第３図は適洛に選択された周波数で３相モー
タを動作させるための３対のスイッチングトランジスタ
を有する簡単化した静止型変換器、第グ図は第３図の回
路における／対のスイッチングトランジスタ、第５図は
短絡回路によって生じる間−斥；ヲ除くための公知の回
路、第６図はもう一つの公知回路、第７図は第一のスイ
ッチングトランジスタのダイオードに逆回復電流を供給
するための電圧源を有するこの発明による一回路、第ｒ
図は、第７図の回路に訃ける第１のトランジスタが非導
通状態での相電流、紀り図はその後に続く制御パルスの
間第１のトランジスタが電流を流し始める時に第２のト
ランジスタのダイオードを介して流れる逆回復電流の通
路、第１Ｏ図は逆回復電流がなくなる時の回路の状態、
第１１図は第１のトランジスタに対する制御パルスがな
くなり相電流、転流が第２のスイッチングダイオードに
対して起こる時の回路の状態、第１２図はオフに第２の
スイッチングトランジスタがオフになる寸前の回路の状
態、第１３図は紀コのスイッチングトランジスタのダイ
オード用逆回復電流を作成するためのこの発明による簡
単化された改良回路を示す。 ’ｒ Ｉｔ ／ 、 ｉ” Ｒ，，２・・・スイッチン
グトランジスタ、Ｄ／、Ｄコ・・・ダイオード、Ｉｒｒ
・・・逆回復電流。 Ｎ／、Ｐ・・・電圧源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 相互に共同して動作する少女くとも一対の不イヅ
チングトランジスタ（ＴＲ／、ＴＩ’Ｌコ）を含み、そ
のうちの第１のスイッチングトランジスタ（ＴＲ／）は
第２のスイッチングトランジスタ（Ｔａ２）の制御周波
数ニジ高い周波数で制御さし、サラに、各々のトランジ
スタのエミッターコレクタ間にはダイオード（Ｄ／、Ｄ
、２）が接続されている静止型変換器において、第１の
スイッチングトランジスタ（ＴＲ／）が電流を流す時に
有効となり、第２のスイッチングトランジスタ（Ｔａ２
）のダイオード（Ｄ、２）を通してダイオード（Ｄコ）
の逆方向に逆回復電流（Ｉｒｒ）ｉ流す電圧源（Ｎ／。 Ｐ）を配置したことを特徴とする静止型変換器。 コ 前記電圧源は、第１のスイッチングトランジスタ（
ＴＲ／ ）が付勢されて導通状態の時に。 そのスイッチングトランジスタの供給電圧（Ｕ）が供給
される変圧器（Ｎ／、Ｎ、２）の巻線（Ｎ／）で構成さ
れ、さらに、その巻線（Ｎ／）は第λのスイッチングト
ランジスタ（ＴＲ，２）のダイオード（Ｄ２）ｋ逆ノ々
イアスするように配置されていることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の静止変換器。 ３、 前記電圧源（Ｐ）は、第１のスイッチングトラン
ジスタ（ＴＲ／）が導通状態に付勢されるのに同期して
付勢され、第λのスイッチングトランジスタのダイオー
ド（Ｄ、２）’に逆ノ々イアスするように配置されるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の静止型変換
器。 ≠ 前記変圧器（Ｎ／、Ｎ、２）は、互いに直接に接続
された二巻＃ｉ！を有し、そのうちの第１の巻線（Ｎ、
ｚ）は第１のスイッチングトランジスタ（’ｒＲ／）の
エミッタと第コのスイッチングトランジスタ（ＴＲコ）
のコレクタ間に接続され、第２の巻線（Ｎ／ ）は第２
のスイツチングトランジ、ｌ’（ＴＲ，２）のコレクタ
とエミッタ間に接続されていること全特徴とする特許請
求の範囲第λ項記載の静止型変換器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH3680/83-1 | 1983-07-05 | ||
| CH3680/83A CH653495A5 (fr) | 1983-07-05 | 1983-07-05 | Circuit de commande d'un convertisseur statique. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6035967A true JPS6035967A (ja) | 1985-02-23 |
Family
ID=4261203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59138107A Pending JPS6035967A (ja) | 1983-07-05 | 1984-07-05 | 静止型変換器 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4570213A (ja) |
| EP (1) | EP0130952A3 (ja) |
| JP (1) | JPS6035967A (ja) |
| AU (1) | AU3028784A (ja) |
| BR (1) | BR8403127A (ja) |
| CH (1) | CH653495A5 (ja) |
| DK (1) | DK327884A (ja) |
| ES (1) | ES8601591A1 (ja) |
| FI (1) | FI842698A (ja) |
| NO (1) | NO842704L (ja) |
| ZA (1) | ZA844178B (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4772810A (en) * | 1986-09-30 | 1988-09-20 | Hewlett-Packard Company | Apparatus for non-dissipative switching transistor snubber |
| FR2639489B1 (fr) * | 1988-11-22 | 1991-02-15 | Telemecanique | Dispositif interrupteur de puissance, notamment pour convertisseur de frequence |
| US5025360A (en) * | 1989-12-20 | 1991-06-18 | Sundstrand Corporation | Inverter switch with parallel free-wheel diodes |
| US6021055A (en) * | 1998-09-24 | 2000-02-01 | International Rectifier Corporation | Intentional cross conduction of converter circuit to ignite high ignition voltage loads |
| TW200631296A (en) * | 2004-11-15 | 2006-09-01 | Toshiba Kk | Power conversion apparatus |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4245288A (en) * | 1978-10-31 | 1981-01-13 | Nasa | Elimination of current spikes in buck power converters |
| US4346309A (en) * | 1979-01-23 | 1982-08-24 | Westinghouse Brake And Signal Co., Ltd. | Controllable rectifier circuit |
| US4331994A (en) * | 1979-09-28 | 1982-05-25 | Borg-Warner Corporation | Shootthrough fault protection system for a voltage source transistor inverter |
| CA1151239A (en) * | 1980-09-25 | 1983-08-02 | Pradeep M. Bhagwat | Commutation circuits for thyristor inverters |
| US4358820A (en) * | 1980-12-29 | 1982-11-09 | United Technologies Corporation | Inverter with individual commutation circuit |
| US4376296A (en) * | 1981-03-02 | 1983-03-08 | Canadian Patents & Dev. Ltd. | DC-Side commutated inverter |
| US4414479A (en) * | 1981-07-14 | 1983-11-08 | General Electric Company | Low dissipation snubber for switching power transistors |
-
1983
- 1983-07-05 CH CH3680/83A patent/CH653495A5/fr not_active IP Right Cessation
-
1984
- 1984-06-04 ZA ZA844178A patent/ZA844178B/xx unknown
- 1984-06-20 EP EP84850196A patent/EP0130952A3/en not_active Withdrawn
- 1984-06-26 BR BR8403127A patent/BR8403127A/pt unknown
- 1984-07-03 US US06/627,694 patent/US4570213A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-07-04 AU AU30287/84A patent/AU3028784A/en not_active Abandoned
- 1984-07-04 ES ES533990A patent/ES8601591A1/es not_active Expired
- 1984-07-04 FI FI842698A patent/FI842698A/fi not_active Application Discontinuation
- 1984-07-04 DK DK327884A patent/DK327884A/da not_active Application Discontinuation
- 1984-07-04 NO NO842704A patent/NO842704L/no unknown
- 1984-07-05 JP JP59138107A patent/JPS6035967A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ZA844178B (en) | 1985-02-27 |
| FI842698A0 (fi) | 1984-07-04 |
| DK327884A (da) | 1985-01-06 |
| CH653495A5 (fr) | 1985-12-31 |
| NO842704L (no) | 1985-01-07 |
| EP0130952A3 (en) | 1986-01-29 |
| DK327884D0 (da) | 1984-07-04 |
| AU3028784A (en) | 1985-01-10 |
| ES533990A0 (es) | 1985-10-16 |
| BR8403127A (pt) | 1985-06-04 |
| ES8601591A1 (es) | 1985-10-16 |
| US4570213A (en) | 1986-02-11 |
| FI842698A (fi) | 1985-01-06 |
| EP0130952A2 (en) | 1985-01-09 |
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