NO842704L - Anordning ved statisk omformer - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en anordning ved en statisk omformer eller strømretterkrets, omfattende minst ett par av med hverandre samvirkende omkoplertransistorer av hvilke den første omkoplertransistor er innrettet til å styres med en frekvens som overstiger styrefrekvensen for den andre omkoplertransistor, idet en diode er innkoplet mellom den respektive omkoplertransistors emitter og kollektor.

For omkopling av store effekter ved induktiv belastning benyttes ofte en anordning av denne type. Det problem som oppstår og som løses eller i det minste reduse-res i vesentlig grad ifølge oppfinnelsen, er de store tap som oppstår på grunn av at den ene omkoplertransistor i paret pulsbreddemoduleres med en frekvens på eksempelvis 1-8 kHz mens den andre omkoplertransistor styres med en frekvens som er betydelig lavere, eksempelvis 50 - 60 Hz. Dette innebærer at den første omkoplertransistor slås på og

av gjentatte ganger mens den andre omkoplertransistor er i ikke-ledende tilstand. Det derved oppståtte tapsproblem, som diskuteres nærmere i figurbeskrivelsen, løses ifølge oppfinnelsen ved at en spenningskilde er innrettet til å aktiveres ved den første omkoplertransistors strømledning og mate en restitusjonsstrøm gjennom den andre omkoplertransistors nevnte diode i dennes sperreretning.

Den kjente teknikk og oppfinnelsen skal beskrives nærmere i det følgende i tilslutning til tegningene, der fig. 1 viser prinsippet for en såkalt Darlingtonkopling,

fig. 2 viser en ekvivalent krets for en monolittisk oppbygget Darlingtonkrets, fig. 3 viser forenklet en statisk omformer eller strømretter med tre par omkoplertransistorer for drift av en trefasemotor med vilkårlig valgt frekvens, fig. 4

viser et par omkoplertransistorer i kretsen ifølge fig. 3, fig. 5 illustrerer en kjent kopling for å eliminere problemet med kortslutning, fig. 6 illustrerer en annen kjent kopling, fig. 7 viser en kopling ifølge oppfinnelsen med en spenningskilde for tilveiebringelse av en irestitusjonsstrøm for den andre omkoplertransistors diode, fig. 8 illustrerer fasestrømmen når den første transistor i kretsen ifølge fig.

7 bringes til ikke-ledende tilstand, fig. 9 illustrerer inn, hvilket innebærer en begrensning av transistorens an-vendelighet. En velkjent moduleringsteknikk er pulsbredde-modulering (PWM), som krever at transistoren skal kunne koples inn med full spenning mellom kollektor og emitter, hvilket innebærer at eksempelvis frihjulsdioden D2 leder når Darlingtontransistoren TRI på fig. 3 innkoples. Fig. 3 viser en vekselretterbro med Darlingtontransistorer TRl-Dl, TR2-D2, TR3-D3, TR4-D4, TR5-D5 og TR6-D6, som hver er ekvivalent med kretsen ifølge fig. 2. Transistorenes basiselek-troder mates ifølge kjent teknikk med styresignaler som bestemmer vekslespenningens frekvens. I det foreliggende

det

tilfelle mates til inngangen A til den første transistor TRI hhv. TR3 hhv. TR5 en styrespenning med høy frekvens, mens inngangen B til den andre transistor TR2 hhv. TR4 hhv. TR6

i hvert par TRI, TR2 hhv. TR3, TR4 hhv. TR5, TR6 tilføres en lavfrekvent styrespenning, dvs. den første transistor i hvert par vil bli slått på og av et stort antall ganger i løpet av det tidsintervall da den andre transistor i hvert par er sperret. Vekselretterbroen mater en trefasemotor M via faseledere R, S og T. Darlingtontransistorens begrensning er at frihjulsdioden som nevnt har lang restitusjonstid, hvilket gir overstrømmer i den første transistor ved påslag. Overstrømsproblemet oppstår på følgende måte: Dersom man betrakter fig. 4, som viser en delkrets av vekselretterbroen ifølge fig. 3, og antar at motorstrømmen IR for øyeblikket går gjennom frihjulsdioden D2, finner man at når Darlington-transistoren TRI begynner å lede strøm og således overtar motorstrømmen IR, vil dioden D2, på grunn av det som er an-gitt foran, ikke bli blokkert før etter restitusjonstiden t . I løpet av denne tid leder dioden D2 i sperreretningen (restitusjonsstrøm), og i prinsipp opptrer en kortslutning via TRI og D2, og en stor strøm flyter i denne kortslutnings-krets. Forskjellige forsøk er blitt gjort for å eliminere denne ulempe, og blant annet har man, slik som anskueliggjort på fig. 5, innkoplet en ytre seriediode D7 og en rask frihjulsdiode D8 for å isolere parasittdioden, eksempelvis parasittdiodenl ..Dl.

En annen kjent løsning er å begrense strømtil-veksten i kretsen ved hjelp av induktanser, slik at den ved restitusjonsstrømmen . gjennom den andre omkoplertransistors diode når den første transistor har begynt å lede under en etterfølgende styrepuls, fig. 10 illustrerer tilstanden i kretsen etter at restitusjonsstrømmen har opphørt, fig. 11 illustrerer tilstanden i kretsen når styrepulsen til den første omkoplertransistor har opphørt og kommutering av fase-strømmen skjer til den andre omkoplingsdiode, fig. 12 illustrerer tilstanden umiddelbart før fraslag av den andre omkoplertransistor, og fig. 13 illustrerer forenklet en anordning ifølge oppfinnelsen med en alternativ spenningskilde for tilveiebringelse av restitusjonsstrøm til den andre omkoplertransistors diode.

Selv om det er antatt at hvert transistorpar og tilhørende diode inngår i et monolittisk legeme, er det åpen-bart at også diskrete komponenter kan benyttes.

For omkopling av store effekter er den såkalte Darlingtonkopli.ng. velkjent. Prinsippet for en sådan kopling er vist på fig. 1 og utmerker seg ved høy strømforsterkning ved at den effektive strømforsterkningsfaktor, regnet fra transistorens Tl basis til transistorens T2 kollektor blir lik produktet av de to transistorers strømforsterkningsfak-torer. Den nå vanligste utførelse av Darlingtonkoplingen utgjøres av en transistor som er fremstilt i monolittisk teknikk, dvs. samtlige komponenter er utformet på én og samme silisiumbrikke.

En ekvivalent krets for en sådan transistor er vist på fig. 2, og slik det fremgår av figuren, dannes en parasittdiode Dl i monolittstrukturen. Denne parasittdiode kan lede den samme strøm som transistoren, men har en fra et omkoplingssynspunkt forholdsvis lang gjenvinnings- eller restitusjonstid t (reverse recovery time), av størrelses-orden 1-10lis. En fordel med parasittdioden er at den kan utnyttes som såkalt frihjulsdiode. En sådan frihjulsdiode kreves når Darlington-transistoren utnyttes for omkopling av strømmen til en induktiv belastning. For under sådanne omstendigheter å fungere uten store tap og uten ytre strøm-begrensningsnett, må moduleringsteknikken være slik at en transistor er spenningsløs når den andre koples inn, dvs.

en Darlingtontransistor må være spenningsløs når den koples

innkopling opptredende strømspiss har nådd et kontrollert og akseptabelt nivå når den samvirkende frihjulsdiode slokkes. En sådan kopling er vist på fig. 6. I dette tilfelle er det mellom transistorens TRI emitter og transistorens TR2 kollektor innkoplet en ferrittkjerne som er viklet med en vikling NI og en induktans L. Over viklingen NI er det innkoplet en zenerdiode Zl og en diode D9. Kretsen D9-Z1 tømmer induktansen for den under ledningstiden opplagrede energi. Slik det fremgår nedenfor, fås det i denne krets forholdsvis store tap. En anne kjent måte for å tømme induktansen og redusere tapene er å anbringe en vikling N2 i serie med en diode D10, slik som antydet på fig. 6. En krets D9-Z1 vil imidlertid fremdeles være nødvendig på grunn av lekkasje-induktansen mellom viklingene, og dermed oppstår tap.

Når transistoren TR2 leder, går strømmen gjennom induktansen. Etter hver ledeperiode skal induktansen tømmes for energi, og tåpene i nettet D9-Z1 blir:

der

I = middelstrøm i induktansen

f = innkoplingsfrekvensen

Med

I = 15 A

L = 60 yH

f = 3000 Hz

fås P = 20 W, hvilket krever store passive komponenter for å begrense temperaturstigningen.

Ulempene med de kjente kretser for å e.liminere eller redusere frihjulsdiodens/parasittdiodens skadelige gjenvinnings- eller restitusjonsstrøm, kan ifølge oppfinnelsen oppnås ved å forsyne frihjulsdioden med en restitusjons-strøm fra en separat strømkilde. Slik det vil fremgå, kan en sådan strømforsyning skje med enkle midler. Ifølge oppfinnelsen vil strømpåkjenningen på den transistor som slås på, bli betydelig redusert, og ved at den opptredende strømspiss og dennes deriverte kan økes, oppnås en kortere restitusjonstid for frihjulsdioden i den monolittiske Dar-lingtontransistorstruktur, og dermed kan det også benyttes mindre og således billigere, magnetiske komponenter enn hva som er tilfellet i en anordning ifølge fig. 6. Dette følger av at det er en viss ladning som skal tømmes fra frihjulsdioden. Ladningen i denneøker riktignok med den strømderi-verte, men imidlertid ikke mer enn at en økning av den deriverte fra 4 til 75 A/yg gir minst én halvering av restitusjonstiden t

En foretrukket utførelsesform av en kopling ifølge oppfinnelsen er vist på fig. 7. Denne kopling adskiller seg fra den kjente kopling ifølge fig. 6 ved at induktansen for begrensning av strømtilveksten er erstattet med en transformator som er innkoplet mellom transistorens TR2 kollektor og emitter over én eller flere seriekoplede dioder Dll, hvilket tillater ledning av en reversstrøm (restitusjonsstrøm) Irr«Transformatorviklingen NI danner den separate spenningskilde.

Virkemåten av kretsen ifølge oppfinnelsen skal beskrives i tilknytning til figurene 8, 9, 10 og 11.

Fig. 8 og 9 viser kommutering fra D2 til TRI.

Det antas først at strømmen I flyter gjennom frihjulsdioden D2 til ledningen R som utgjør en av motorens M tre faser. Når transistoren TRI slås på, er spenningen over transistorens TR2 frihjulsdiode D2 bare noen få volt, og hele matespen-ningen U ligger over viklingen N2. Da viklingene NI og N2

er transformatorkoplede, vil spenningen U - N1/N2 ligge.

over viklingen Ni og dens polaritet er slik at dioden D2 reversforspennes, og hoveddelen N2/(N2 + NI) av restitusjons-strømmen I rr flyJter derfor i kretsen D11-N1-D2. Dette for-utsetter at transformatoren ikke mettes under diodens D2 restitusjonstid t

J rr

Fra U = N.d$/dt fås det minste areal for ferrittkjernen for å unngå metning under restitusjonstiden:

der

A = jernareal

t = diodens restitusjonstid

B = flukstetthet ved metning av ferrittkjernen Med noen typiske verdier av parametrene fås: A = 300 1,5 IO<-6>/(0,4 • 25) = 45 x 10<_6>m<2>

Denne kjerne kan f.eks. være en standardtoroide med en diameter på ca. 25 mm og med vindingstallene N2= 25, NI = 2. Med en transistor av typen MJ 10016 gir dette

I 60 ampere, hvorav bare 5 ampere da går gjennom transistoren TRI. Ingen strøm går i nettet D9-Z1, og altså fås ingen tap i dette under denne fase.

Fig. 10 og 11 viser kommutering fra TRI til D2. Det antas at fasestrømmen I flyter fra TRI til motorfasen

R, hvorved den nedre del av kretsen ifølge fig. 10 er strømløs. Når TRI sperres, vil strømmen In kommutere over til frihjulsdioden D2 (fig. 11). På grunn av induktansen i transformatorviklingen N2 tvinges strømmen til å gå til fase-lederen R gjennom kretsen Zl - D9. Spenningen over denne krets Z1-D9 innebærer at transformatoren mettes etter tiden

der

A = jernareal (m^)

B * = flukstetthet ved metning av ferrittkjernen (V *s/ra 2)

n2 = viklingens N2 vindingstall

UZ1<=>spenningsfallet i volt over Zl (V)

UDg = spenningsfallet i volt over D9 (V)

Etter at ferrittkjernen er mettet vil fasestrøm-men gå via viklingen N2. Under metningstiden t mfås det i kretsen Z1-D9 et effekttap som med tidligere antatte verdier blir ca. 7 watt. Metningstiden t mblir med tidligere antatte verdier ca. 4 ms. Et ytterligere, lite effekttap fås i det tilfelle transistoren TR2 sperres og således ikke leder strøm. Dette effekttap er anskueliggjort ved hjelp av fig. 12. Fasestrømmen I_ flyter da gjennom viklingen N2 og transistoren TR2 fra fasen R. Da den i transformatoren opplagrede energi ved fråkoplingen av TR2 forbrukes i kretsen Z1-D9, fås et effekttap som med den foran angitte toroidekjerné og ved forøvrig uforandrede betingelser blir mindre enn 1 watt.

Det totale effekttap blir således ca. 8 watt, hvilket må sammenliknes med effekttapet på 20 watt i en anordning ifølge fig. 6.

Fig. 13 viser forenklet en spenningskilde P i form av et batteri som ved hjelp av en strømbryter S til-koples til D2 og tilveiebringer restitusjonsstrømmen I for raskt å utlade dioden D2 slik som foran beskrevet.

er

Strømbryteren S, som vist i lukket tilstand, kan utgjøres av eksempelvis en transistor eller et annet velkjent bryterelement, og styringen skjer synkront med styringen av den første transistor TRI, og hensiktsmessig mates det samme styresignal til bryteren S og til transistoren TRI, slik som antydet på fig. 13. En annen tenkelig mulighet for å tilveiebringe restitusjonsstrømmen gjennom dioden D2, er å utlade en kondensator gjennom dioden D2.

Claims (4)

1. Anordning ved en statisk omformer, omfattende minst ett par av med hverandre samvirkende omkoplertransistorer (TRI, TR2) av hvilke den første omkoplertransistor (TRI) er innrettet til å styres med en frekvens som overstiger styrefrekvensen for den andre omkoplertransistor (TR2), idet en diode er innkoplet mellom den respektive omkoplertransistors emitter og kollektor, karakterisert ved en spenningskilde (NI; P) som er innrettet til å aktiveres ved den første omkoplertransistors (TRI) strømledning og mate en restitusjonsstrøm (!rr ) gjennom den andre omkoplertransistors (TR2) nevnte diode (D2) i dennes sperreretning.

2. Anordning ifølge krav 1, karakterisert ved at spenningskilden utgjøres av en vikling (Ni) på en transformator (NI, N2), hvilken ved påslag av den første omkoplertransistor (TRI) tilføres omkoplertransi-storens matespenning (U), og hvilken vikling (NI) reversfor-spenner den andre omkoplertransistors (TR2) diode (D2).

3. Anordning ifølge krav 1, karakterisert ved at den nevnte spenningskilde (P) er innrettet til å innkoples synkront med påslaget av den første omkoplertransistor (TRI), og til å forspenne den andre omkoplertransistors diode (D2) i sperreretningen.

4. Anordning ifølge krav 2, karakterisert ved at transformatoren (Ni, N2) har to med hverandre seriekoplede viklinger, av hvilke den ene vikling (N2) er innkoplet mellom den første omkoplertransistors: (TRI) emitter og den andre omkoplertransistors (TR2) kollektor, og den andre vikling (NI) er innkoplet mellom den andre omkoplertransistors (TR2) kollektor og emitter.