JPS6034703B2 - 静電容量―直流信号変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は測定量の変化を、それに応じて可動電極が変
位する可変コンデンサの容量変化に変換し、それを直流
電圧変化に変換する静電容量−直流信号変換装置に関す
るものであ。

一般に静電容量を測定する場合、交流回路たとえば各種
の交流ブリッジを用いる方法がとられるが、その測定出
力を直流信号に変換するには同期整流等特別な工夫が必
要である。

しかしながら、この変換方式では回路構成が複雑となり
、しかも信頼性が高いとはいい難い。

この信頼性を高め、回路を簡潔にする手段として、周波
数検波、位相検波などを応用した同期検波の方式も提案
されているが、交流ブリッジの出力を利用するかぎり、
信頼性・回路の簡潔化ともに大中な改善はできなかった
。特に最近は、微小な物理量・機械量の変化を計測する
ために静電容量−直流信号変換装置が広く用いられるが
、この場合、可変コンデンサを構成する電極間物質の誘
電率の変化・浮遊容量・温度変化による電極面積の変化
などの影響が無視できなくなる。

この発明は上記に鑑み、静電容量の変化に変換された測
定量の検出ならびにこの静電容量の直流信号への変換に
交流ブリッジ、同期整流ないし同期検波方式を用いるこ
となく、全く新しい方式でもつて容量変化の検出ならび
に直流信号への変換を行なえるようにした静電容量−直
流信号変換装置を提供しようとするものである。

すなわち、この発明は測定量の変化に伴なつて差動的に
変化する可変コンデンサの容量変化を、測定量に応じた
パルス中と波高値を有する矩形波パルス信号に変換し、
このパルス信号を平滑化した直流信号を得るようにした
ものである。

以下図面に示す実施例について説明する。

第１図は測定量の変化を容量変化に変換する可変コンデ
ンサの構成を示すもので、３枚の平板平行電極よりなり
、両側の２枚１，２は固定電極で、中央の１枚３は可動
電極である。

可動電極３が固定電極１，２の中間にあるとき可動電極
−固定電極間距離をｄ。

、電極間の媒体の誘電率をど、電極面積をＡとして、可
動電極３が圧力差Ｐ，一Ｐ２等の物理量の変化によって
左側に△ｄ移動したとする。このとき固定電極１−可動
電極３間ならびに固定電極２−可動電極３間の距離はそ
れぞれｄ。

−△ｄ、ｄｏ＋△ｄとなり、電極１，３間の静電容量を
Ｃ，、電極２，３間の静電容量をＣ２とすると、各静電
容量は次式のようになる。Ｃ．＝；学ｄ ……
‘１１ Ｃ２＝こ当；……■ 第２図は第１図の可変コンデンサで検出された容量変化
を直流信号に変換するこの発明の静電容量−直流信号変
換装置の一実施例の構成を示すブロック図である。

第２図においてＲ，，Ｒ２は抵抗、Ｃ，，Ｃ２は第１図
で示した測定量の変化に伴なつて差動的に変化する静電
容量、Ｓ，，Ｓ２は静電容量Ｃ，，Ｃ２の放電用スイッ
チで、後述の単安定マルチパイプレータよりのパルス信
号で制御されるもので、単安定マルチパイプレータを駆
動する後述のパルス発生器と共に静電容量Ｃ，，Ｃ２の
充放電を所定周期で制御する充放電制御回路を構成して
いる。

このスイッチＳ，，Ｓ２には電界効果トランジスタ、ま
たはＣ−ＭＯＳアナログスイッチが有効である。（ＣＯ
ＭＰ．１，ＣＯＭ円．２はコンパレータでＣ，，Ｃ２の
充電電圧がそれぞれの設定電圧Ｖｓ，、Ｖｓ２以上にな
るとその出力は○レベルとなる。このコンパレータとし
てィンバータを使用すれば、そのしきし・値電圧で信号
が反転するため設定電圧に設ける必要がなく有効である
。Ｃｓ，，Ｃｓ２はスイッチＳ，，Ｓ２の入出力間容量
、コンパレータＣＯＭＰ．１，ＣＯＭＰ．２の入力容量
、静電容量Ｃ，，Ｃ２の物理的に発生する浮遊容量の和
である。ＮＡＮＤ．１，ＮＡＮＤ．２は２入力のＮＡＮ
Ｄゲートである。Ｐ．Ｇはパルス発生器、Ｍ，，Ｍ２，
Ｍ３はパルス発生器Ｐ．Ｇからのパルスを受けて一定時
間中のパルスに対する単安定マルチパイプレータである
。ＩＮＶ．１，ＩＮＶ．２は後述の○・Ｐ．ＡＭＰの出
力を電源として動作するィンバータで、バッファアンプ
を兼ねている。なお、後述の説明で明らかなように静電
容量Ｃ，，Ｃ２にそれぞれ接続するコンパレータＣＯＭ
Ｐ．１，ＣＯＭＰ．２、ＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ．１，
ＮＡＮＤ．２ならびにインバー夕ＩＮＶ．１，ＩＮＶ．
２は測定量に応じて変化する静電容量に比例したパルス
中を有する矩形波パルスを発生する波形整形回路を構成
している。０・Ｐ．ＡＭＰは一定電圧Ｖｓを■入力に、
出力をインバータｍＶ．１，ＩＮＶ．２の電源とし、州
Ｖ．１，ＩＮＶ．２の出力を平滑回路日，，日２でパル
スを平糟し、抵抗群Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５で分割加算しｅ入
力に帰環をかけている演算増幅器である。

インバータＩＮＶ．１，ｍＶ．２のそれぞれの出力パル
スを平滑回路日，，日２で平滑し出力パルスを直流電圧
に換算した値をそれぞれＥｏ，，Ｅｏ２、その差をＥｏ
とする。なお、図中Ｖ，は静電容量Ｃ，，Ｃ２の充電電
源用の直流電源である。

第３図は以上の各回路の出力端における信号波形を示し
たもので、それぞれＰ，，Ｐ２，，Ｐ物 Ａ，，ん，Ｂ
，，Ｂ２，Ｄ，，Ｄ２，Ｅ，，Ｅ２は第２図に示した回
路各部を意味する。

上記構成において、パルス発生器Ｐ・Ｇで発生した周期
Ｔのパルスは、単安定マルチパイプレータＭ，，Ｍ２，
Ｍ３により、それぞれ第３図中Ｐ，．，Ｐ２，，Ｐ２２
に示すパルス中ｔｓならびに０レベル中ら，，ｔｏ２を
有するパルスに変換され、パルスＰ，．はスイッチＳ，
，Ｓ２を駆動し、パルスＰ２，，Ｐ凶はそれぞれ２入力
ＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ．１，ＮＡＮＤ．２の１入力と
なる。

パルスＰ，．でもつてスイッチＳ，，Ｓ２がパルス中ｔ
Ｓの期間ＯＮ、となると差動容量と浮遊容量の和Ｃ，十
Ｃｓ，，Ｃ２十Ｃｓ２ に充電されている電荷をスイッ
チＳ，，Ｓ２を通して放電させる。

スイッチＳ，，Ｓ２がＯＦＦとなると抵抗Ｒ，，Ｒ２を
介して直流電源Ｖ，より電流が流れ静電容量Ｃ，十Ｃｓ
，，Ｃ２十Ｃｓ２を放電する。この充電電圧はコンパレ
ータＣＯＭＰ．１，ＣＯＭＰ．２の入力となる。各コン
パレータの設定電圧をＶｓ，，Ｖｓ２とすると、静電容
量Ｃ，十Ｃｓ，，Ｃ２十Ｃｓ２ に充電される電圧が設
定電圧Ｖｓ，，Ｖｓ２になるまでの時間をら−ｔｓ，ヒ
ーｔｓとするとＶ， ち‐ｔＳ＝（Ｃ，十ＣＳ，）Ｒ，１唯ｖ▽ゴ句＝ｋ，（
Ｃ，十Ｃｓ，）Ｒ，．・・．・・（３｝ ら−ｔＳ：に２十ＣＳ２）Ｒ・ｌｏｇ；辛；＝ｋ２（Ｃ
２十ＣＳ２）Ｒ２ ……【４１Ｖ
， Ｖ，ただし、ｋ・＝ｌｏｇｖ▽工万’
ｋ２＝１唯ｖ▽ゴ；となり、その出力波形は第３図のＡ
，，Ａ２の波形となる。

コンパレータＣＯＭＰ．１，ＣＯＭＰ．２の出力信号は
第３図のＢ，，Ｂ２に示すようにｈレベルの時間がそれ
ぞれち，ｔ２の矩形波パルスとなり、それらは２入力Ｎ
ＡＮＤゲートＮＡＮＤ．１，ＮＡＮＤ．２の一方の入力
となる。２入力ＮＡＮＤゲートＮＡＮＤ．１，ＮＡＮＤ
．２の他方の入力には単安定マルチパイプレー夕Ｍ２，
Ｍ３で変換された第３図Ｐ２．，Ｐ凶で示されるように
○レベル時間がｔｏ，，ｔｏ２の矩形波パルスが加えら
れているので、その出力は第３図Ｄ，，Ｄ２で示すよう
に○レベル時間がｔ，一ら，，ら，ｔ雌の矩形波パルス
となる。

パルス出力Ｄ，，Ｄ２はィンバータＩＮＶ．１，ＩＮＶ
．２で反転され、波高値がｈレベルのパルス中ｔ，一ｔ
の， ら，ｔｏ２の矩形波パルスとなる。但しィンバー
夕ＩＮＶ．１，ＩＮＶ．２の電源は演算増幅器０．Ｐ．
ＡＭ円の出力Ｖ＾であるため、その矩形波パルス出力の
波高値は、演算増幅器０．Ｐ．ＡＭｍの出力電圧Ｖ＾と
なる。第３図Ｅ．・Ｅ２はそれぞれインバータＩＮＶ．
１，ＩＮＶ．２の出力波形を示す。この出力Ｅ．・Ｅ２
は測定量に応じて変化する静電容量に対応したパルス中
を波高値を有する矩形波パルス、すなわちそれぞれデユ
ーテイーレシオ（ｔ，一ｔ。，）／Ｔ，（ｔ２一Ｌ２）
／Ｔ、波高値（ＶＡ×Ｔ）／（ｔ，一ｔｏ，）＋（ｔ２
＋ら２）の矩形波パルスである。演算増幅器０．Ｐ．Ａ
ＭＰは定電圧Ｖｓを由入力へ、インバーターＮＶ．１，
ＩＮＶ．２の出力を抵抗群Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５で分割加算
し、コンデンサＣ３で平指してｅ入力へ帰還をかけてい
る。

インバーターＮＶ．１，ＩＮＶ．２の出力Ｅ，，Ｅ２は
、平滑回路日，，日２にそれぞれ供給され、それよりの
出力としての直流電圧をＥ側Ｅｏ２とすると、それはＥ
。

，＝凶ｔ；。２ ‐．・‐．・【５｝Ｅの
＝Ｖ＾（ｔ三一ｔ舵） ”“”‘６｝とな
る。

ところで演算増幅器０．Ｐ．ＡＭｍｅ入力電圧Ｖ２はＶ
２＝Ｒ蓋誓至壱音憲等さきＪＲ５ ‐‐‐‐‐‐【
７’となり、Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ＾とすると、【７｝式は次
のようになる。

Ｖ２：ｋ＾（Ｅ山十Ｅ舵）＝ｋ竿竿くｔ．十ｔ２−ｔ。

．−ら２） ・・・・・・
【８｝ただし音号馬演算増幅器０．Ｐ．ＡＭｍ出力Ｖ＾
は、それの増幅率をＧ、由側入力電圧をＶｓとするとと
なる。

ここでＧ羊（けｔ２−し・一ｔの》１となるよう演算増
幅器の増幅率Ｇを充分大きい値に設定しておけば、上記
■式はとなる。

第２図の構成において可動電極３に作用する圧力差がＰ
，＝Ｐ２のとき静電容量Ｃ，，Ｃ２が相等しくなるよう
に設置されており、各容量Ｃ，，Ｃ２のそれぞれの浮遊
容量Ｃｓ，，Ｃｓ−２ 、抵抗Ｒ，，Ｒ２、コンパレー
タＣＯＭ円．１，ＣＯＭＰ．２のそれぞれの設定電圧Ｖ
ｓ，，Ｖｓ２が共に相等しく、単安定マルチパイプレー
タＭ，，Ｍ２で変換されたパルス出力Ｐ２．，Ｐ２２の
０レベル期間ｔｏ，，ｔｏ２が相等しく調整、すなわち
Ｃｓ，＝Ｃｓ２ ＝Ｃｓ，Ｒ・＝Ｒ２＝Ｒｏ，Ｖｓ・＝
Ｖｓ２ ，ｔｏ，＝ら２＝ｔｓに調整されているものと
すると、ｋ，＝ｋ２＝ｋｏとなり、上記｛３’，【４）
式より上記胤式はとなる。

インバーターＮＶ．１，ＩＮＶ．２の出力矩形波パルス
Ｅ，，Ｅ２を平滑回路日，，日２で平滑化し、直流変換
した出力値Ｅｏ，，Ｅｏ２の差をＥｏとすると、ただし
Ｃｏ＝ご＾／ｄｏとなる。

上記（１２）式で明ら力）なようにき｛・−（羊）２｝
、すなわち浮遊容量ＣＳ緋直線腰素となり、出力電圧値
Ｅｏは可動電極３の変位量△ｄに対し完全な比例関係が
成立しない。

しかしながら、可変コンデンサを構成する電極間物質の
譲雷率、ならびに温度変化によって電極面積の変化によ
る出力変化は完全に補償されることは、上式より明らか
である。

上記構成では（１２）式で明らかな‐ように直線性が据
われるため、それを改善するためには浮遊容量Ｃｓ，，
Ｃｓ２をキャンセルしなければならない。

そのためには上記構成においてｔ。＝ｔ。，＝ｔ。２：
ｔｓ＋ｋｏＲｏＣＳとなるように単安定マルチノゞィブ
レ‐夕地，Ｍ３を設定すれば上記｛ＩＱ式はとなり、そ
の結果インバーターＮＶ．１，ＩＮＶ．２の出力パルス
Ｅ，，Ｅ２を直流変換した値Ｅｏ，，Ｅ舵の差はＥｏは
Ｅ。

！Ｅ。「Ｅ。２＝差・き年号＝篭・器・…・（・４）と
なり、出力電圧Ｅｏは可動電極３の変位量△ｄに完全に
比例して増減することになり、両者間に完全な直線性が
成立することが明らかである。

したがって、この発明の静電容量−直流信号変換器によ
れば、回路常数を適宜設定することにより、上記（１４
）式で明らかなように、△ｄなる変位量のみならず、可
動電極の移動量と比例関係にあるすべての物理量、機械
量を静電容量計測方法で電気量に変換することが可能で
ある。しかも測定量の変化を静電容量変化としての検出
ならびにそれの直流信号への変換過程において、電極間
物質の譲電率の変化、電極の温度変化による面積変化な
らびに浮遊容量の影響による出力変化は完全に補償され
るものであり、直線性の優れた静電容量一直流信号変換
装置が得られる。なお、以上の技術は例えば１枚のダイ
ヤフラムの両面にかかる圧力差とダイヤフラムの変位量
が比例関係にあることを利用した差圧変換・伝送器とし
て利用できるが、その他機械量、物理量の微小変位の計
測、変換伝送にも適用でき、すべて同等の効果を奏し得
るものである。

また実施例においてＮＡＮＤゲートと平滑回路の間‘こ
演算増幅器あ粕刃で駆動されるィンバータを三設けて、
ＮＡＮＤゲートよりの出力矩形波パルスの極性を反転す
る−ようにしたが、ＮＡＮＤゲートを演算増収幅器の出
力で駆動するようにしてすれば、ィンバータは省略でき
る。

この場合ＮＡＮＤゲートの出力矩形波パルスのパルス中
は静電容量に反比例し、波形整形回路はコンパレータと
ＮＡＮＤゲートで構成されることになる。さらに浮遊容
量による非直線性が問題とならない場合には、実施例に
おけるＮＡＮＯゲート、ィンバータを省略し、コンパレ
ータの出力を直接平滑回路に導き、コンパレータの出力
矩形波パルスの波高値を演算増幅器の出力で制御するよ
うにすることも可能である。

このようにすれば、コンパレータの入力信号すなわち静
電容量の充電電圧がコンパレータの設定値に達したとき
、前記静電容量の放電用スイッチを開成するようにすれ
ば、スイッチ駆動用のパルス発生器、単安定マルチパイ
プレータは不要となり、回路構成が箸じるしく簡単とな
る。この場合、コンパレータが波形整形回路を構成する
と共に充放電制御回路を構成する。

また実施例では測定量を容量変化に変換する可変コンデ
ンサとして、３枚の電極の中央電極が変位するようにし
たが、中央電極を固定し、両側の電極が一体となって変
位するようにしてもよい。

以上のようにこの発明は測定量の変化を静電容量変化に
変換し、この静電容量を測定量に対応したパルス中と波
高値を有する矩形波パルスに変換し、この変換された矩
形波パルスを平滑して直流信号に変換するようにしたの
で、前（１２），（１４）式で明らかなように誘電率な
らびに温度変化に基づく電極面積変化に影響されること
なく、容量変化を検出し、それを直流信号に変換できる
ものである。また従来のこの種装置のように容量変化の
検出ならびにそれの直流信号への変換に交流ブリッジな
らびに同期整流・検波回路を必要としないので、構成が
簡単となり、信頼性も著じるしく向上するものである。

さらに実施例のように各コンパレータの後段にＮＡＮＤ
ゲートを設け、このゲートの一方の入力として供給され
る。

矩形波パルスとして、ｔｏ＝ｔｓ＋ｋｏＲｏＣｓなる条
件を満たすようにすれば、前（１４）式で明らかなよう
に、浮遊容量の影響は完全に除去することが可能となり
、直流信号は可動電極の変位、すなわち容量変化に完全
に比例し、直線性が著じるしく向上する。

またこの発明の装置では物理変化量と可動電極の微小変
化との間に多小の非直線性要素が含まれていたとしても
ＮＡＮＤゲートの一方の入力としての矩形波パルスの中
（すなわち０レベル期間ｔｏ）あるいは可変コンデンサ
の浮遊容量Ｃｓを積極的に利用して直線性を改善するこ
ともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明装置に用いられる可変コンデンサの一
例を示す略図、第２図はこの発明実施例装置の構成を示
すブロック図、第３図は第２図の装置各部の動作を説明
するための信号波形図である。 １，２……固定電極、３…・・・可動電極、Ｃ，，Ｃ２
・・・・・・静電容量（可変コンデンサ）、Ｃｓ，，Ｃ
ｓ２・・・・・・浮遊容量、Ｖ．・・・・・・直流電源
、Ｒ，，Ｒ２・・・・・・抵抗、Ｓ，，Ｓ２…・・・放
電用スイッチ、ＣＯＭＰ．１，Ｃ○ＭＰ．２．．．．．
．コン／ぐレータ、ＮＡＮＤ．１，ＮＡＮＤ．２・・・
・・・ＮＡＮＤゲート、ＩＮＶ．１，ｍＶ．２・…・・
インバータ、日，，日２・・・・・・平滑回路、Ｒ３〜
Ｒ５・・・・・・分割加算抵抗、０．ＰＡＭＰ・・・・
・・演算増幅器、Ｐ．Ｇ・・・・・・パルス発生器、Ｍ
，〜Ｍ３・・・・・・単安定マルチパイプレータ。 葵１図 琴２図 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 測定量の変化に応じて静電容量が差動的に変化する
   ２組の可変コンデンサと、前記２組の可変コンデンサの
   充放電を所定の周期で制御する充放電制御回路と、前記
   ２組の可変コンデンサのそれぞれに接続され可変コンデ
   ンサが所定値に充電された際に反転する比較回路を有し
   、可変コンデンサの静電容量に比例したパルス巾を有す
   る矩形波パルス信号を発生する波形整形回路ならびにこ
   の波形整形回路の矩形波パルス信号を平滑する平滑回路
   と、反転端子には前記両平滑回路の分割加算信号が印加
   され、且つ非反転端子には設定信号が印加された演算増
   幅器とを設け、前記演算増幅器の出力で前記波形整形回
   路を駆動するように構成したことを特徴とする静電容量
   −直流信号変換装置。