JPS60262080A - マイクロ波信号による距離測定方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、マイクロ波信号によって、アンテナから、液
体、や、固体粒子のような流動材料の面までの距離を測
定する方法、ならびにそれを実施する装置に関する。

前記信号の周波数は、測牢時間中、概ね直線的に変化し
、かつその一部は、アンテナから、前記面の方向へ発せ
られ、そこで反射されてから、被測定距離１°対応す６
伝搬時間後に受信ａｔ′、Ｌか　（も、この被測定距離
に応じて変化する測定周波数を有する測定信号が得られ
るよう、その瞬間に発せられている信号とミキシングさ
れるようになっより詳しく云うと、発せられ□た信号の
他の一部は、既知の距離に対応して遅延されてから受信
され、かつ類似の仕方で、既知の一部に対応する基準周
波数によって、基準信号に変換中れ、それによって得ら
れる測定周波数件基準周波数との間の関呼を用い、既知
の長さをベースに、被測定距離を算出することができる
。

（従来の技術） 上記の方法は、特に、タンクなどの内容物のレベルを測
定するのに爾いられる。このような測定を行なうには、
測定周波数を正確に決めた？、また、例えば、タンクの
支持梁とか底部からもたらされる妨害反射を分離してや
らなければならないという厄介な問題をかかえている。

米国特許第４，０４４，３５５号明細書によれば、基準
信号および測定信号を、それぞれパルス信号に変換する
装置を用い、このような問題を解決する方法が開示され
ている。それによると、これら２組のパルス信号の間の
商がつくられ千が、そこでは、ｐ＜　）９スの相対的順
序だけが重要である。この商をつくる際、測定時間中に
変化する声み係数が用いられる・この竺み係数には・測
定信号と基準信号との間における商を、僅か１回の測定
間隔だけでも、計算によい精度を提隼しうる最小２乗法
によ°＝二；：二：ニニ″ｌ：″’ｔｆ＠（Ｄ＊ｆｒ！
ｉ＞９゜ような貯蔵物には不可欠の、その下方に伸びて
いるパイプの中を、マイクロ波信号が伝播して行くよう
な場合のレベル測定にとって、この方法は不適当である
。上で述べた測定方法は、特に、信号の発出から反射ま
でと、信号が受信されるまでとに亘って変化しないまま
、掃引を通じ、発せられたマイクロ波信号の周波数変化
のパターンに基づいているものであることを前提にして
いる。しかし、、パイプの中では、信号の周波数は、パ
イプの直径によって変わることがあり、また、反射され
、かつ受信される信号が、直接発生される信号とミキシ
ングされる際、パイプの直径に左右されるような前者の
変化は、伝搬時間の関数として解釈され、もし、パイプ
の直径に対する補正が正確に分かっていなければ、測定
されるべき距離の関数として解釈される。パイプは、多
少異なる直径のものを継ぎ合わせてつくられていた一す
、また、直径に成る見掛は上の変化をもたらす内部油膜
があったりすることから、実際上、満足な精度で、パイ
プの直径を測定するのは大変難しい。

（発明の目的）゛ 本発明の第１の目的は、どのようなパイプにおける測定
であっても、極めてよい測定精度が得られる。マイクロ
波によってレベルを測定しうる方法を提供することであ
る。

本発明の第２の目的は、上記の方法を実施するため払装
置を提供することである。

（問題点を解決するための手段） 本発明によれば、基準信号の波形に類似の波形ゝ　を形
成する一方１表面（タンクのレベル）までの被測定距離
に対する想定値と、既知の長さとの間における商と比例
関係にある周波数を有する制御信号、即ち、期待測定周
波数に概ね等しい周波数にさせられる制御信号が発生す
るように、基準信号は処理される。制御信号は、相互の
位相が９０゜ずれている２つの低うなり周波数が得られ
るように、測定信号とミキシングされる。各うなりの周
波数は、制御信号と測定信号との間で差信号であり、従
って、被測定距離（タンク・レベル）と、既知の距離と
の間における想定的関係に係る精度の・測定値となる。

うなりは、Ａ／Ｄ変換され、かつ。

制御信号と、予め決め−られた部分の掃引を構成する測
定時間中の測定信号との間の位相差の変化を計算するの
に用いられる。５位相差におけるこの変化から、想定レ
ベル値に対する補正項を計算し、それによって、−測定
距離がめられる。

このような信号処理によれば、パイプ中で測定する場合
、パイプの直径における不均一性により生ずる測定時の
歪みを決めることができるので、パイプが測定値に及ぼ
す影響をなくすよう、測定　、　（値□を自動的に補正
できるという利点がある。更に、本発明の利点は、この
方法を実施する装置に、あまり、製作費がかからないこ
とである。

（実施例） 以下、本発明による装置の好適実施例を、添付の図面を
参照して詳細に説明する。

図に示すように、送信機（１）は、マイクロ波発振器（
３）に接続されている通常の掃引発生器（２）からなり
、かつ発振器（３）の出力は、第１ミキサ（４）と第２
ミキサ（５）とに接続される。第１ミキサ（４）は、流
動材料を入れるための容器（図示せず）の上部に設けら
れているアンテナ（６）と接続している。

このアンテナは、材料面（７）に対して放射できるよう
に垂直下方へ向けられており、このアンテナ（６）から
材料面（７）までの距離（Ｈ）を決めるべく使用される
。ミキサ（４）は、増幅器（８）を介して送信機の出力
端子（９）と接続される。　。

マイクロ波発振器（３）は、掃引発生器（２）の働きで
１例えば、１０ＧＨｚの搬送周波数の周りに、直線的に
単一な、若しく゛は周期的に反復する掃引周波数を発生
する。このような掃引の間、周波数は、単調に変化する
、つまり、掃引によって増加するか、減少するかしなが
ら、概ね一定に、しかも一方向にのみ変化する。

以下１反対の記述をしない限り、単一掃引をする際の関
係について説明する。

いま述べたように変調されたマイクロ波信号は、アンテ
ナ（６）によって送出され、かつ材料面（７）によって
反射されて、アンテナへ戻ってくる。それから、丁度そ
の時１発振器（３）から発振される状態にある信号と、
ミキサ（４）の中で、ミキシングされる。このミキシン
グによって、材料面（７）までの被測定距離（Ｈ）に比
例する測定周波数、ｆｔｓを有する測定信号が発生され
る。比例定数は、概ね１００Ｈｚ／ｍの大きさである。

次に、測定信号は、信号処理ユニット（１０）へ送られ
る前に、増幅器（８）で増幅される。

マイクロ波発振器の非線形性と、掃引速度の変化を補償
するため、マイクロ波発振器（３）から出される出力信
号は、第２ミキサ（５）に接続されている遅延装置とし
て作用する基準線（１１）へも送られる。正確な長さく
Ｌ）が解かっている基準線（１１）はできるだけ長いほ
うがよいが、ただ、減衰が大きくなり過ぎないようにす
ることを念頭におく必要がある。

アンテナ（６）により送出されるマイクロ波信号のその
部分により行なわれる同じ処理によって、基準線（１１
）は、ミキサ（５）の背後で、それに送給される信号の
部分を反射し、かつ、基準。線における伝搬時間に対応
する・遅延量とともに、その信号部は、発振器（３）か
ら直接出されているマイクロ波信号によって、ミキサ（
５）でミキシングされる。

このミキシングにより、周波数ｆｒを有する基準信号（
以後、これを基準周波数という）が得られる。

これは、既知の距離、即ち基準線（１１）の長さくＬ）
に対応している。基準信号は、増幅器（１２）によって
増幅され、そ九から送信機から伸びている第２Ｎ　出力
部（１３）を介して・信号処理″″′２・ト（ＩＱ）ｘ
送給される。　。

ユニット同士を結合するために使用されるシールド線に
よって、送信ユニット以外の異なる場所に物理的に配置
される信号処理ユニット（１０）は、図示の如く狭帯域
フィルター（１４）を含んでいる。

このフィルター（１４）は、例えば、２ｘ１２０’で移
相動作しうる移相器（１５）と、パルス形成器を含んで
いる比較器網（１６）とを介して、・乗算器（１７）と
接続されている。乗算器（１７）は、例えばマイクロコ
ンピュータ、からなる計算ユニット（１８）によって制
御憤れ、かつその出力は、かつその出力は、正弦値およ
び余弦値を貯えているメモリー（２０）へ接続されでい
るカウンター（１９）に送給される。

メモリー（２０）は、ミキサ（２１）　（２２）にそれ
ぞれ接続される、正弦値用および余弦値用の２つの出力
端子を備えている。本実施例において、各ミキサ（２１
）　（２２）は、送信機（１）の出力端子（９）から測
定信号を受信する基準電圧用入力端子を有するＤ／Ａ変
換器を含んでいる。ミキサーＤ／Ａ変換器（２１）（２
２）は、計算ユニット（１８）へ接続されている２つ”
の同じブランチに、それぞれ接続されている。

８７うッ、１よおゎ、わ、。７い。。。、よヵ１．。、
　）低域フィルター（２３）およびＡ／Ｄ変換器（２５
）、同様に、低域フィルター（２４）およびＡ／Ｄ変換
器（２６）を含んでいる。Ａ／Ｄ変換器（２５）　（２
６）は、それらのクロック入力側において、パルス形成
器（１６）の出力から取り出されるサンプリング・パル
スを、分割回路（２７）を介して受信する。

信号処理ユニット（１０）によって、送信機め出力端子
（１３）から受信される周波数ｆ、を有する基準信号は
、妨害や上音を濾波する働きをする狭帯域フィルター（
１４）を通される。　・ 移相器（１５）、およびパルス形成器を含んでいる比較
回路網（１６）の働きで、基準信号は、パルス列に変換
され、その周波数は、入ってくる基準信号の周波数ｆｒ
よりＡ倍高くなっている。このＡは、良好な濾波を確実
に行なわせるため、周波数Ａｆｒが、測定周波数ｆ、の
最高成分より相当高くなるように選ばれる固定整数であ
る。移相器が、２Ｘ１２０°用のものであれば、Ａの□
値は１２である。

基準線の長さにおける見掛けの増加に対応するこの周波
数増加は、当然′、多くの方法で生じさせることができ
るが、大切なことは、遅れや、歪みがもたらされないよ
うにする事である。より詳しく云うと、第２図から明ら
かなように、基準信号は、狭帯域フィルター（１４）に
よって濾波されてから、カスケードされた２つの１２０
度移相器（１５Ａ）（１５Ｂ）を通されることによって
、電圧成分Ｖ□ｔ　Ｖ。

およびｖ３からなる第３図示の３相トリプレツト（、ｔ
ｒｉｐｌｅｔ）が発生する。

各移相器（１５Ａ）　（１５Ｂ）は、低域フィードバッ
クによる演算増幅器を含んでいる。

第３図において、３相トリプレツトの各周期が接続する
間、等時間間隔ごとの１２の点示示されており、かつそ
の点におけるトリプレット成分Ｖ□。

Ｖ、、Ｖ３の電圧は、互いに等しいか、またはゼロであ
る。

第２図に示されそいるように、フィルター（１４）の出
力は、電圧比較器（１６Ａ）　（１６Ｂ）　（１６Ｆ）
へ、移相器（１５Ａ）の出力は、電圧比較器（１６Ｂ）
　（１６Ｃ：）　（１６０）　ヘ、移相器（１５Ｂ）の
出力は、電圧比較器（１６０）　（１６Ｅ）（１６Ｆ）
へそれぞれ接続され、それによって、各トリプレット成
分の電圧を、基準（ゼロ）電圧、および他の各成分の電
圧と比較できる。゛比較器（１６Ａ）乃至（１６Ｆ）の
各出力は、方形波であり、従って。

各比較器は、高低を交互に繰り返す出力を発生し、かつ
比較器の６つの方形波出力は、あらゆる所定の瞬間にお
いて、比較器のあるものが、高い出力を発生し、かつ残
りの比較器が、低い出力を発生するよう、位相が互いに
異なっている。

比較器（１６Ａ）乃至（１６Ｆ）の出力は、偶数／奇数
論理回路（１６Ｇ）へ送給され、そこで、もし、６つの
比較器の出力の偶数番号のほうが高ければ、低出力を発
生し、また、もし、比較器の出力の奇数−号のほうが高
は五ば、高出力を発生する。偶数／奇数論理回路（１６
Ｇ）の出力は、単安定回路、即ち、論理口＃！（１６Ｇ
）からの出力状態の各変化に対して、短かいパルスを発
生させるパルス形成器（１６Ｈ）へ送給される。このよ
うにして、基準信号はディジタルイーされ、かつ周波数
に１２が乗ぜられ、基準信号の周゛波数におけるあらゆ
る変化に近似した周波−数Ａｆｒを有する基準パルス列
を発生する。　□周波数Ａｆｒにおける□鉦準パルスは
、パルス列におけ−るあらゆるパルスに対す□るＱ単独
パルスを出す増幅器（１７）へ送給される。数Ｑは、可
変整数であり、前の測定結果を使って、計算ユニット（
１８）で決められる。従って、ｆｒＸＡＸＱなる周波数
を有する、増幅器（１７）から出されるパルス列は、カ
ウンター（１９）へ送給される。このカウンター（１９
）に送給される各パルスごとに、そのカウンターは、メ
モリー（２０）に対しアドレスを形成する２進出力を発
生する。

上述したように、メモリーには、全３６０″　にねたる
周期に、概ね一定の間隔で取られる大きな角度数Ｚに対
する正弦値および余弦値の表がある。

この数Ｚは、２つ、の累乗であり、例えば２５６という
値をとることができる。カウンター（１９）は、Ｚの２
進出力を出し終わると、次の新しい周期を開始する。

メモリー（２０）の働きは、それにアドレス指定する都
度、対応するでドレスに対する表の正弦値に相当する２
進出力が、メモリーの一方の出力側で発生し、例えば、
ミキサ（２１）に対する出力となるよう、かつ表の余弦
値に対応する２進出力が、メモリーの他方の出力側に発
生し、例えば、ミキサ（２２）に対する出力となるよう
１、になっている。

ミキサーＤ／Ａ変換器（２１）、（２２）のそれぞれに
対する２進出力のシーケンスは１、制御信号を形成し、
かつ、これら、の制御信号のそれずれによっ、て表わさ
れる正弦波形の周波数は１．前、述、のパルス、列周波
数ｆｒｘＡｘｌＺで除したものと同じである。この周波
数ＡＱｆｒ／Ｚを以後、制御周波（数と呼ぶことにする
。

メモリー（２０）から出される２進状態の制御信号は、
この場合、送信ユニットの出力端子（９）のところで行
なわれるアナログ測定信萼との比較を簡単にするため、
各Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換される。Ｚは、大
きな数（例えば、２５６）であるので、Ａ／Ｄ変換器、
の制御出力信号は、正弦波形に沿って、多くの近接点を
決め、、それによって、メモリー（２０）から出される
２進状態出力は、相当滑らかであると、見做される。ミ
キサとして働いているＤ／Ａ変換器（２１）　（２２）
は、測定周波数ｆゆを有する出力端子（９）における測
定信号が、基準電圧として使われる増幅器の役目を果し
ている。Ｄ／、Ａ変換器（２１）　（２２）の出力は、
それぞれ低域フィルター（２３）　（２４）で濾波され
る。

素瞥域濾、波信号の周波数は制御周波数ＡＱｆｒ／Ｚと
実際の測定信１号周波数ｆ訛の間の差の周波数に等しい
、つまり、別の言い方をすれば、制御周波数波、形と測
定信号との間の停、１相角度、φの正弦１．若しくは余
弦の値に等しい。

先行掃引から得られ、る、測定結果をベースに決められ
る変数Ｑは、制御周波数ＡＱｆｒ／Ｚが想定測定周波数
に対応するよ、うな、桁の整数である。通！そうである
ように、容器中の、距離Ｈがゆっくり変化する場合、Ｑ
は、制御局、波数ＡＱｆｒ／Ｚを、最も近くで測定周波
数ｆ１と一致させうる総数にて、らして、テストが行な
われ、従って、制御信号８と、余掃引中の測定信号との
間の移相は、３６０°の一部分だけとなる。この移相は
、計算されて、想定距離値の補正に用りられる。掃引中
の移相に関する計算は、計算ユニット（１８）で行なわ
れ、次に、低域濾波信号は、Ａ／、Ｄ変換器（２５）　
（２６）によってデイジタル変換される。これらの変換
器は、分割回路（２７）において行なわれる１周波数Ａ
ｆ、の定数Ｋによる除算により、パルス形成器（１６Ｈ
）から出される基準パルスからつくられるサンプリング
・パルスによって計時される。

制御周波数を発生させる方法を数学的に説明すると、マ
イクロ波発振器の周波数が、掃引の間にどのように変化
しても、その変化が、その間において、既に述べたよう
に、単調に行なわれている限り、結果にはなんら影響を
与えることはない。

実際上の見地（とりわけ、狭、帯域フィルター）がら、
線形周波数変化による動作が好ましい。

汰に、タンク中のレベル、つまり距離Ｈの計算がどのよ
うにして行なわれるかを説明する。

基準信号と測定信号とが発生されている成る一部の掃引
からなっている測定時間中、パルス形成器（１６Ｈ）か
らのパルス列には、Ｍという基準パルスが存在し、しか
も、同じ時間中、Ｎ＝Ｍ／Ｋとなるサンプリング・パル
スＮが得られる、というふうに仮定する。

Ｍは、固定された整数で、Ｍ／ＡおよびＭ／Ｋかいずれ
も整数となるように選ばれる。主に、Ｍは１４２８に等
しい。基準周期は周波数ｆｒにおける基準信号の一つの
全発振をさせるのに必要な時間である。

精度をできるだけ高くするため、位相変化の計算は、総
数の基準周期の間、実施され、かつ、サンプリング・パ
ルスは、一つの周期から取らず、しかも基準信号の周期
の同じ部分を取らないことが肝要である。そのため、Ｋ
は、素数（例えば、１７）とすべきであり、かつ、掃引
中に使用される基準パルスの総数Ｍは、総数のサンプリ
ング・パルスを与えるべく、Ｋで割り切れるよう、十分
に大きくしなければならない。

計算されるづき信号は、掃引中、可成りゆっくり変わる
ので、サンブリ、ング・パルスの数は、あまり大きくす
べきでない。従って、掃引速度および計算ユニットの速
度は、微妙でない。

各掃引に対して、前測定値から導かれる、距離　）Ｈに
対する想定値りが作られる。こ゛の想定を進め、整数Ｑ
は、次式によって決められる。

上式において、２は、゛カウンター（１９）へ送給され
るパルス周波数を、メモリー（２０）からの制御信号の
周波数で除して得られる商で“あり、Ａは、移相器（１
５）および比較器網（１６）の□回路において、基準信
号の周波数に乗ぜられる係数であり、かつ、Ｌｌよ、基
準線（１１）の良さであ”る。

パルス形成器（１６Ｈ）から発せ起れ、ＡＸｆｒのパル
ス周波数を有する基本パルス列は、このパルス周波数に
Ｑを乗じ、かづＺで除したものであるので、メモリー（
２０）からの出力信舟は、（ｈ／Ｌ）Ｘｆ、なる周波数
を有し、これは、即ち、測定信号の期待−波数と同じで
ある。

Ｄ／Ａ変換器（２１）　（２２）における乗算□、およ
び低域フィルター（２３）　（２４）におれる濾波によ
って、位相が互いに９０°変位された２つの低周波数信
号が得られる。

分割回路（２７）から出されるサンプリング・パルスに
よって制御されているアナログ−ディジタル変換後のこ
れら２′つの信号を、それぞれ、正弦ブランチにおける
ものをＳｎと呼び、余弦ブランチにおけるものをＣｎと
呼ぶことにする。これらの信号から、測定信号と、掃引
の際に生ずるメモリー（２０）からの制御信号との間の
位相変化Δφは、連続するサンプリング・パルスの間に
生ずる位相変化を決めることによって計算される。サン
プリング・パルス（ｎ−１）とれとの間のΔφは、次の
ように定義される。

通常、Δφは非常に小さくなるので、逆正接関数は、精
度をロスさせずに、直線化することかできる。従って、
全位相変化Ｆは次式で表わされる゛。

Ｆは、Ｑを補正するためと、距離想定値りに対する補正
係数りを計算するのに使われる。Δφ。

総和を出す場合、前出の米国特許第４，０４４，３５５
号明細書に記載されているものと側じ利益を得るため、
重み係数をΔφｎに乗することができる。

結局、距離Ｈは、次の計算式によってめられる。

この式は、伝搬速度が一定であり、従って、制御信号と
、測定信号との間の位相角度φが直線的に増加する場合
、に適用される。

しかし、パイプ中では、伝搬速度は、一定でなく、周波
数に左右されるので・、位相角度φは、周波数とともに
直線的な変わり方をしなくなる。Ｈに対する上式を使う
ことはできるが、部分的な修正を加える必要がある。こ
のために、見掛けの距離Ｈと、実際の物理的距離ｄとの
間の関係を明確にさせる必要がある。

問題を簡単にするため、パイプはζその全長にわたって
均一な直径をもち、装置内部における長さは無視できる
ものと仮定する。このような場合、位相φは、次式によ
って与えられる。

φ＝２ｄψｋ”　−に、”−２ｋｈ 上式において、ｋは、波数（２πを波長で除したものに
等しい。ｋは、マイクロ波周波数に比例する。）であり
、かつｋａは、ｒカットオフ」における波数である。こ
の場合、マイクロ波信号に対する伝搬長は、ｋａが３．
６８／直径に等しくなるような直径を有するパイプから
なっていると仮定される。

この商は、パイプのペイシック・モードが用いられる場
合に、適用される。

既に述べたように、パイプの直径は、実際上、十分な精
度を以て決めることは難しく、−従って、ｋｃｌおよび
φは、いずれも正確には定まらない。仮りに、φが導、
かれても、ｋｃは、ｄに対する式から消去することがで
きない。ｋに対するφの第１次導関数および第２次導関
数は、次の通りである。

ここで、ｋ、を消去すると、次のようになる。

線形の場合、即ち、伝搬速度が一定で、かつφが周波数
（波数）とともに直線的に増加する場合、それぞれの導
関数は、φ′＝一定、φ′＝０となる。

従って、上式において、根号の中は１となり、ｄ＝（φ
’＋２ｈ）／２が得られる。

従って、Ｈに対する上記の式の第２項から、φ′を決め
ることができる。

実効掃引中のｋのシフトがπＭ／ＡＬであり、かつπＭ
／Ａ　Ｌ　Ｋなるサンプリング間隔である際に、それは
、φ“を次の式で計算できることを意味する。

当然、φ“に対するより・一層正確な値は、より正確な
曲線の整合性に対する°全ての八−を用いることによっ
て、計算できる。ｋｃが距離のすべての部分に対して同
じでないような場合には、対応する式を展開することが
できる。

既に述べた装置には、ミキサーＤ／Ａ変換器（２１）　
（２２）からなる正弦ブランチ、および余弦ブランチの
両方が備えられているが、正弦ブランチだけか、余弦ブ
ランチだけの装置も考えられる。しかし、その場合には
、基準信号の周波数が、測定信号の周波数と絶対＋ｉ等
しくならないようにする整することが必要である。

（１７）　、　（１９）　、　（２０）および（２７）
のブロックにおいて、既に述べたように行なわれている
計算の代わりに、同じ機能を、従来のマイクロプロセッ
サを使って行なわせることができる。フィルター（２３
）　（２４）を、分割回路（２７）からのサンプリング
・パルスによって制御されるディジタル・フィルターに
することができる。また、（１７）　（１９）および（
２０）で示されているブロックからなる装置を、マイク
ロプロセッサにして実施できることも明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による装置全体を示すプロッり図であ
る。 第２図は、移相器と、パルス形成器を含む比較器網とか
らなる１本発明による装置の一部を詳細に示すブロック
図であり、この装置によって、基準信号は、ディジタル
化され、一定の整数が乗せられた周波数となる。 第３図は、移相器の出力を示すグラフである。 （１）送信機　′（２）掃引発生器 （３）マイクロ波発振器　（４）第１ミキサ（５）第２
ミキサ　（６）アンテナ （７）材料面　（８）増幅器 （９）出力端子　（１０）信号処理ユニット（１１）基
準線　（１２）増幅器 （１３）出力部　０４）狭帯域フィルタニ（１５）移相
器　（１６）比較回路網 （１７）乗算器　（１８）計算ユニット（１９）カウン
ター　（２のメモリー 〜 （２１）　（２２）ミキサ　（２３）　（２４）低域フ
ィルター（２５）　（２６）Ａ／Ｄ変換器　（２７）分
割器（１５Ａ）（１５Ｂ）１２０°移相器　（１６Ａ）
〜（１６Ｆ）比較器（１６Ｇ）偶数／奇数論理回路　（
１６１（）パルス形成器（Ｈ）距離　（Ｌ）喪さ

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）連゛続する掃引の各１つごとに発生され、かつ各
   掃引を通・して、一方向のみへほぼ確実に変化する周波
   数を有するマイクロ波信号により、アンテナから、固体
   粒子若しくは流動材料の面までの距離（Ｈ）を測定する
   方法において、前記マイクロ波信号の一部は、アンテナ
   から前記面の方向へ発せられ、当該面によ゛ちで反射き
   れてから、前記距離に対応する伝搬時間を経過した後に
   受信され、かつそのように受信されたものが、前記距離
   ０１）に応じて変化する測定周波数（ｆ、）を有する測
   定信号を得るべく、その際に発生しているマイクロ波信
   号とミ都シングされ、また、前記マイクロ波信号の他の
   一部は、既知の長さくＬ）に対応する遅延を受け、し・
   □かもそのように遅延したまま受信され、かつ、パその
   際発生しているマイクロ波信号とミキシングすることに
   よって、前記既知あ長さくＬ）に対応するとともに、前
   記距離（Ｈ）の計算を、前記既知長さをペニスにして行
   なうことが′Ｃ−□きるよう、前記測定周波数（ｆ、）
   と関係づけらｈａｍ基準周波数（ｆｒ）を有している基
   準信号に皺換されるよ６に゛なっており、前一方法が、
   パ （Ａ）各掃引ごとに、（ｉ）−準信号の周波数（ｆ、）
   に、距離（Ｈ）に対する近似値（ｈ）を既知の長さくＬ
   ）で除して得られる商に概ね比例するよう− 決められる可変整数（Ｑ）を乗じ、（…）その結果得ら
   れる周波数を、□固定数（Ｚ）で除すことによって、掃
   引中、′測定信号の期待周波数に近い周波数を有する制
   −信号を形成する段階と、 （Ｂ）前記制御信号を測定信号と比較し、これらの信号
   の間における位相差を決める段階と、（Ｃ）予め決めら
   れた部分″あ掃引によって、制御信号と測定信号との間
   に位相差に生ずるあらゆる変化の値を決める段階と、 （Ｄ）位相差における前記変化の決定値をベースにし、
   前記距離（Ｈ）に対する前記近似値（ｈ）に加えて、前
   記距離を与える補正項を計算する段階 とがら雇ることを特徴とするマイクロ波信号による距離
   測定方法。
2. （２）予め決められた部分のｉ引が、測定信号と基準信
   号の双方が発生している！の測定間隔であり、更に、 （ｉ）　前記測定間隔中、前記基準信号の周波数（ｆｒ
   ）に対し、予め決められた割合になっている周波数にお
   ける複数の、サンプリング・パルスを発生させて、連続
   サンプリング・パルスの各対の間に、サンプリング間隔
   を形成させる段階と、 （ｉｉ）　（ａ）測定間隔中、複数の前記サンプリング
   間隔のそれぞれに対する位相差の値を決め、かつ、 （ｂ）前記複数のサンプリング間隔に対し、既ゝ　１ｏ
   よ、、、、わ、５．６□、え。−ｏ−９き平均を算出す
   ることによって、位相差の変化を決める段階、 とからなることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
   に記載のマイクロ波信号による距離測定方法。
3. （３）制御信号が、。 （ｉ）可変整数（Ｑ）が乗ぜられた基準信号の周波数（
   ｆｒ）の値に比例してパルスを発生させる段階と、 （ｎ）それぞれが前記パルスの固定数（Ｚ）からなる繰
   返し周期において、前記パルスをカウントする□段階と
   。 （■）１周期においてそのようにカウントされた各パル
   スに対し、正弦波形上の点の値に対応する少なくとも一
   つの出力を発生させる段階とによって、更に形成され、 前記点は、周期内にカウントされるパルスの数的位置に
   よって表わされる角度の関数を示し、従って、発生され
   た連続出力が、位相差の検出を行なうべく、測定信号と
   簡単にミキシングさゎう６１Ｅヶ波形、。ヵ応り、−Ｃ
   ｕ、６３−特徴、オ　）る特許請求の範囲第（１）項に
   記載のマイクロ波信号による距離測定方法。、
4. （４）２つの出力が、１周期内にカウントされるパルス
   のそれぞり番９対して憚生し、−力が、句碑の正弦関数
   に対応し、か？伸方が、角度の余弦関数に対応すること
   を特徴とする特許請求め範囲第（３）項に記載のマイ、
   クロ波信号による距離測定方法。
5. （５）制御信号をつくる際、基準信号の周波数（ｆｒ）
   には、結果的に得られ千−整数を固定整数（、Ｚ）で除
   す前に、一定の整数工ある５乗、数（Ａ）が更に乗ぜら
   れ、かつ、決められるべき距離（Ｈ）が、次の式、即−
   １５、、、・ 、′− （式中、Ｌは既知の長さ１、Ｑは可変整数、Ｆは予め決
   めらむた部分の掃引内の全位相変化量、Ａは整数である
   乗数、Ｚは固定整数、かつＭは、予め決められた部分の
   掃引中に生ずる基準周波数（ｆｒ）を有する基準信号の
   発振数を表わす。）によってめられることを特徴とする
   特許請求の範囲第（１）項に記載のマイクロ波信号によ
   る距離測定方法。
6. （６）測定間隔が、サンプリング間隔の総数、および基
   準周波数（ｆｒ）を有する基準信号の発振総数・から構
   成布れることを特徴とする特許請求の範囲第（２）項に
   記載のマイクロ波信号による距離測定方法。
7. （７）整数（Ｑ）を乗する前に、基準信号の周波数（ｆ
   ｒ）が、一定の整数である乗数（Ａ）と掛は合わされ、
   かつ（周波−Ａｆ、の）基準パルス列に変換され、更に
   、測定間隔内に発生される基準パルス数を、前記測定間
   隔内のサンプリング間隔の総数で除して得られる商が、
   素数、（に）であることを特徴とする特許請求の範囲第
   （，６）項に記載のマイクロ波信号による距離測定方法
   。
8. （８）アンテナ（６）と面（７）との間の距離（Ｈ）を
   測定するための装置において、 連続する掃引の各１つごとに発出され、・かつ周波数が
   、各掃引を通して一方向のみへほぼ確実に変化するマイ
   クロ波信号を発生し、更に、前記マイクロ波信号が、前
   記面（７）の方向に向って発出され、当該面からアンテ
   ナ（６）へ戻っ・てくるように、アンテナ（６）と接続
   されているマイクロ波発生器（２）　（３）と、 前記距離（ｌ（）に応じて変化する測定周波数（ｆ、）
   を有する測定信号を発生させるべく、前記□面によって
   反射された信号を、発生器から直接発せられた信号とミ
   キシングするため、アンテナ（６）および発生器（２）
   　（３）に接続されている第１ミキサ（４）と、 互いに接続されるとともに、既知の長さくＬ）に対応す
   る基準周波数（ｆｒ）を有する基準信号を発生させるべ
   く、前記発生器（２）　（３）に接続されている遅延基
   準線（１１）および第２ミキサ（起）とからなる装置と
   、 −測定周波数（ｆ、）と基準周波数（ｆｒ）との間′の
   関係を決め、それによって、距離（Ｈ）の値を算出する
   ための信号処理装置とからなり、　□前記イｉ号処理装
   置は、　゛ （Ａ）基準周波数（ｆｒ）に一定の整数（Ａ）を乗じて
   得られる基準パルス周波数（Ａｆｒ）を有する基準パル
   ス列を発星させるべく、前記第２ミキサ（５）と接続さ
   れている装置（１４）　（１５）　（１６）と、（Ｂ）
   各基準パルスに対する連続近似パルスの算出整数（Ｑ）
   を発生させるためのパルス乗算器（１７）および計算装
   置（１８）からなり、かつ、このようにして、近似周波
   数（ＡＱｆｒ）における近似パルスを発生さ姦るため、
   前記整数（Ｑ）が、各掃引を通して一定になっていると
   ともに、前記距離に対する近似値（ｈ）を前記既知の長
   さくＬ）で除しぞ得られる商に概ね比例するよう算出で
   きるようになっている装置と、（７Ｃ）各周期が近□似
   パルスの固定数（Ｚ）を含んでいる総周期における前記
   近似パルスをカランを表わす各カウント・パルスに対す
   る２進カウント出力を発生′させるため、パルス乗算器
   　１（１７）に接続されているカウンター（１９）から
   なっている装置と。 （Ｄ）各２進カウント出力ごとに、正弦波形上の□点の
   値に対応する少なくとも一つの出力を発生させるため、
   カウンター（１９）に接続されて　１いるメモリー装置
   であって、前記点が、その周期において対応するカウン
   ト近似パルスの数的位置によって表わされる角度の関数
   を示し、従って、当該メモリー装置からの連続する出力
   が、正弦波形と対応し、かつ測定信号と簡単に比較しう
   る制御信号を構成しているものと。 （Ｅ）前記制御信号と前記測定信号とを、それらをミキ
   シングした隙生じる信号間の位相差が、各掃引中にある
   間隔をおいて測定しうるように、ミキシングするため、
   前記メモリー装置’　（２０）と、前記第］−゛ミキサ
   （４）′とに接続されている装置 とからなっていることを特徴とする距離測定装置。
9. （９）メモリー装置に接続され、かつ第１ミキサに接続
   されている装置が、Ｄ／Ａ変換器（２１）（２２）を含
   んでいることを特徴とする特許請求の範囲第（８）項に
   記載の距離測定装置。 ：１０）連続する掃引の各１つごとに発生し、かつ周波
   数が、各掃引を通して一方向のみへほぼ確実に変化する
   マイクロ波信号によって、アンチ′　）、 ナ（６）と面（７）との間の距離（Ｈ）を測定する方法
   。において、前記マイクロ竺信号の一部は、前記アンテ
   ナから前記面の方向へ発せられ、当該面によって反射さ
   れてから、前記距離に対応する伝搬時間を経過した後に
   受信され、かつ受信されたものが、前記距離（Ｈ）に応
   じて変化する測　゛定周波数（ｆ、）を有する測定信号
   をつくるべく１、・−・ その際に発生しているマイクロ波信号とミキシングされ
   、また、前記マイクロ波信号の他の一一 部は、既知の長さくＬ）に対応する遅延を受け、かつそ
   のように遅延したものが、前記既知の長さくＬ）に対応
   する基準周波数（ｆｒ）を有する基準信号をつくるべく
   、その際に発生しているマイクロ波信号とミキシングさ
   れるようになっており、かつ、 前記方法は、 （Ｑ各掃引の際、前記、基準信号をディジタル化、する
   ことによって、基準周波数（ｆｒ）に一定の整数（Ａ）
   を′乗じて得られるパルス周波数（Ａｆ、）を有してい
   る掃引用のパルス列を発生する段階と、（Ｂ）パルスを
   乗することによって、前記パルス列における各パルスに
   対し、連続する近似パルスを、前記連続のそれぞれにお
   ける近似パルスの数が、掃引を通して一定であるととも
   に、距離（Ｈ）に対する近似値（ｈ）を前記既知の長さ
   くＬ）で除して得られる商に概ね比例するべく決められ
   る算出整数（Ｑ）に等しくなるよう、発生させる（Ｃ）
   それぞれが近似パルスの固定数（Ｚ）からなっている繰
   返し周期において、前記近似パルスをカウントする段階
   と、 （Ｄ）１周期において、そのようにカウントされた各近
   似パルスに対し、正弦波形上の点の値に対応する少なく
   とも一つの出力を発生させ、前記点が、その周期におい
   てカウントされたパルスの数的位置によって表わされる
   角度の関数を示しξ従って、かくの如く発生される連続
   出力が、位相差の検出と測定、ならびに、前記正弦波形
   と前記測定信号との間の位相差における変化の検出と測
   定を９テなうべく、前記測定信号と簡単にミキシングさ
   れうる正弦波形に対応するようにした段階 とからなっていることを特徴とする距離測定方法。