DK161261B - Fremgangsmaade og apparat til niveaumaaling - Google Patents

Description

DK 161261 B

i

Den foreliggende opfindelse angår en fremgangsmåde til måling af afstanden fra en antenne til overfladen af et fast eller flydende materiale ved hjælp af et mikrobølgesignal, der frembringes i hvert af en følge af sweep 5 og med en frekvens, der ændres i kun én retning i det væsentlige jævnt under hvert sweep, hvorved en del af mikrobølgesignalet udstråles fra antennen mod overfladen og modtages efter at være reflekteret fra overfladen og efter en udbredelsestid, som svarer til den nævnte afstand 10 (H), for at blive blandet med det mikrobølgesignal, som da bliver udstrålet til opnåelse af et målesignal med en målefrekvens f , der er afhængig af den nævnte afstand (H), og hvor en anden del af det nævnte mikrobølgesignal udsættes for en forsinkelse, der svarer til en kendt længde L^rmod-15 tages således forsinket og blandes med mikrobølgesignalet, der da frembringes til dannelse af et referencesignal med en referencefrekvens f^., som svarer til den nævnte kendte længde L og er således relateret nævnte målefrekvens f , at beregningen af den nævnte afstand (H) kan baseres på den 20 nævnte kendte længde.

Opfindelsen angår endvidere et apparat til udøvelse af fremgangsmåden.

Den nævnte fremgangsmåde benyttes især til måling af niveauet i tanke, cisterner og lignende beholdere. Et pro-25 biem ved sådanne målinger er at bestemme målefrekvensen nøjagtigt og at udskille forstyrrende reflektioner fra eksempelvis støttebjælker eller beholderbunden. Ved et apparat, der kendes fra US patent nr. 4.044.355 løses dette problem ved, at man omsætter reference- og målesignalerne 30 til impulssignaler. Derefter dannes kvotienten mellem de to impulssignaler, hvorved kun impulsernes indbyrdes størrelse er af betydning. Ved kvotientdannelsen anvendes en vægtfaktor, som varierer under måleintervallet. Vægtfaktoren indebærer, at kvotienten mellem måle- og reference-35 signalet bestemmes ved mindste kvadrats metoden, hvilket giver god nøjagtighed i beregningen allerede efter et måleinterval.

2

DK 161261B

Fremgangsmåden er imidlertid ikke egnet, hvis man ved niveaumålingen vil anvende udbredelse af mikrobølgesignalet gennem et rør, der strækker sig ned gennem beholderen, således som det er nødvendigt i visse lageranlæg såsom eksem-5 pelvis store cisterner med såkaldt flydende tag. Den nævnte, kendte fremgangsmåde bygger nemlig på, at mikrobølgernes udbredelseshastighed er konstant. Dette gælder imidlertid ikke i et rør, hvor udbredelseshastigheden varierer med frekvensen, som varierer med rørets diameter. Ved en må-10 ling efter den kendte fremgangsmåde må man derfor med kendskab til rørets diameter foretage korrektioner. Rørdiameteren er i praksis vanskelig at måle med tilstrækkelig nøjagtighed, ikke mindst fordi røret kan bestå af sammensvejsede rørstykker med forskellige diametre, eller der kan fo-15 rekomme et indvendigt oliefilmlag, som giver en vis tilsyneladende diameterændring.

Formålet med den foreliggende opfindelse er at anvise en fremgangsmåde til måling af et niveau ved hjælp af mikrobølger, og hvor det er muligt at opnå stor målenøjagtig-20 hed også ved målinger i et rør.

Dette opnås ifølge opfindelsen ved den i krav 1 anviste fremgangsmåde.

Fordelen ved den anviste signalbehandling er, at man ved måling i et rør kan bestemme den forstyrrelse, som 25 skyldes uensartet diameter i røret og derved automatisk korrigere den målte værdi,således at rørets indflydelse på måleværdien eliminerer. En anden fordel ved opfindelsen er, at apparatet hvormed fremgangsmåden udøves, er forholdsvis billigt.

30 Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere i forbindelse med tegningen, hvor fig. 1 viser et blokdiagram for et apparat ifølge opfindelsen, fig. 2 mere detaljeret en del af det i fig. 1 viste 3 3 apparat, og fig. 3 grafiske repræsentationer af signalformer i apparatet.

DK 161261 B

3 I fig. 1 er vist en sender 1, som på kendt måde omfatter en sweepgenerator 2, der er forbundet til en mikrobølgeoscillator 3. Oscillatorens 3 udgang er forbundet til to blandingstrin 4 og 5. Det første blandingstrin 4 er for-5 bundet til en antenne 6, som er anbragt i den øvre del af en (ikke vist) beholder for et flydende materiale. Antennen er rettet lodret nedad, således at den sender mod materialets overflade 7, til hvilken afstanden H ønskes bestemt. Det første blandingstrin 4 er endvidere forbundet 10 via en forstærker 8 til en udgangsterminal 9 på senderen 1.

Mikrobølgeoscillatoren 3 frembringer styret af generatoren 2 et i det væsentlige lineært enkelt eller periodisk gentaget frekvenssweep omkring en bærefrekvens, som kan være på eksempelvis 10 GHz. Under sweepet varierer 15 frekvensen monotont, dvs. den ændres roligt og i kun én retning, enten vekslende eller aftagende i løbet af sweepet.

Den følgende beskrivelse angår forholdene under et enkelt sweep,med mindre andet er anført.

Mikrobølgesignalet, der er moduleret på den i det 20 foregående omtalte måde, udsendes af antennen 6 og reflekteres af overfladen 7 tilbage til antennen, hvorefter det i blandingstrinnet 4 blandes med det signal, som i det pågældende øjeblik udsendes fra oscillatoren 3. Ved denne blanding frembringes et målesignal med en målefrekvens fm, 25 aer er proportional med den søgte afstand H til materialeoverfladen 7. Proportionalitetskonstanten kan typisk være af størrelsesordenen 100 Hz/m. Målesignalet ledes via forstærkeren 8 og udgangsterminalen 9 til en signalbehandlende enhed 10.

30 For kompensering af ulineariteter i mikrobølgeoscil latoren og variationer i sweephastigheden ledes udgangssignalet fra mikrobølgeoscillatoren 3 også til en referenceledning 11, der fungerer som et forsinkelsesled forbundet til det andet blandingstrin 5. Referenceledningen, 35 som repræsenterer en med nøjagtighed kendt længde L, bør være så lang som muligt, uden at dens dæmpning dog bliver

DK 161261 B

4 for stor. På samme måde som for antennen 6 og overfladen 7 reflekterer ledningen 11 tilbage til blandingstrinnet 5 det første signal med en forsinkelse, der svarer til udbredelsestiden i ledningen, og signalet blandes med 5 det direkte udsendte signal fra oscillatoren 3. Som resultat af denne blanding opnås et referencesignal med en frekvens f, der i det følgende omtales som referencefrekvensen, som svarer til den kendte afstand, dvs. længden L af referenceledningen 11. Referencesignalet for-10 stærkes i en forstærker 12 og ledes via en anden udgangsterminal 13 til den signalbehandlende enhed 10.

Den signalbehandlende enhed 10, der kan være fysisk/ geografisk adskilt for senderen 1 og forbundet med denne via skærmkabler, omfatter ved den viste udførelsesform 15 et smalbåndsfilter 14, som er forbundet til en multiplikator 17 via en faseskifter 15, eksempelvis med et faseskift på 2 x 120° og et sammenlignende kredsløb 16, der indeholder et impulsdannende kredsløb. Multiplikatoren 17 styres af en regneenhed 18, som eksempelvis kan indeholde en mi-20 krocomputer, og udgangssignalet for multiplikatoren 17 ledes til en tæller 19, der er forbundet med et lager 20, hvori sinus- og cosinusværdier lagres. Lageret eller hukommelsen har to udgangsterminaler, en for sinusværdier og en for cosinusværdier, og forbundet til hver sit blan-25 dingstrin 21 henholdsvis 22. Hvert af disse trin omfatter ved den viste udførelsesform en digital/analogomsætter med en udgangsterminal, der modtager målesignalet fra senderens 1 udgangsterminal 9. Hver af de to omsættere 21,22 er via hver sin af to identiske grene forbundet til 30 regneenheden 18. Hver af de næste grene omfatter et lav- pasfilter 23, henholdsvis 24 og en analog/digital omsætter 25 henholdsvis 26. Analog/digitalomsætterne 25,26 modtager på deres klokindgang eksempleringsimpulser fra udgangen af det impulsdannende kredsløb 16 via et divisionskreds-35 løb 27.

5

DK 161261B

Referencesignalet med frekvensen f, der modtages fra senderens 1 anden udgangsterminal 13 ledes gennem smalbåndsfilteret 14, som bortfiltrerer forstyrrelser og overtoner. Ved hjælp af det faseskiftende kredsløb 15 og 5 det sammenlignende kredsløb 16 med det impulsdannende kredsløb omsættes referencesignalet til et impulstog, dvs. til en følge af referenceimpulser, hvis frekvens er A gange større end referencefrekvensen f . Tallet A er et fast heltal, som er valgt således, at frekvensen Af^.

10 er væsentlig højere end den største komponent af målefrekvensen f for at sikre god filtrering. Hvis faseskiftet, som tidligere nævnt, er på 2 x 120°, kan tallet A have værdien 12. Denne frekvensforøgelse, der svarer til en tilsyneladende forøgelse af referenceledningens længde, 15 kan naturligvis opnås på flere forskellige måder, mens det er vigtigt, at ingen forsinkelse eller forvrængning indføres. Mere detaljeret ledes referencesignalet efter filtreringen i filteret 14 gennem to kaskadekoblede 120° faseskiftende kredsløb 15A og 15 B, som vist i fig. 2, til 20 dannelse af de tre sammenhørende signaler V^, V2 og V^.

Hvert af de faseskiftende kresløb 15A, 15B omfatter en operationsforstærker med lavpastilbagekobling. Af fig. 3 fremgår, at der i løbet af en periode for den trefasede spænding findes tolv punkter med ens tidsintervaller, 25 hvor de tre spændingskomponenter V^, V2 og er lige store eller nul. Til udgangen på filteret 14 og udgangene på de faseskiftende kredsløb 15A og 15B er forbundet seks spændingssammenlignende kredsløb 16A-16F, der sammenligner hver spændingskomponent med en referencespænding (nul) og 30 med hver af de andre komponenter. Udgangssignalet for hvert af de sammenlignende kredsløb 16A-16F er en firkantbølge, således at hver af de seks udgange skifter mellem høj og lav værdi. De seks firkantbølger fra de sammenlignende kredsløb adskiller sig indbyrdes fasemæssigt således, at 35 til et givet tidspunkt frembringer visse af kredsløbene en høj udgangsværdi og de øvrige en lav udgangsværdi.

6

DK 161261B

De sammenlignende kredsløbs 16A-16F udgange er forbundet til indgange på et logisk kredsløb 16G, som frembringer en lav udgangsværdi, hvis et lige antal indgangsværdier er høje og en høj udgangsværdi, hvis et ulige antal 5 indgangsværdier er høje. Udgangssignalet for det logiske kredsløb 16G påtrykkes et monostabilt eller impulsdannende kredsløb 16, som frembringer en kort impuls ved hver tilstandsændring i udgangssignalet for det logiske kredsløb 16G. På denne måde digitiseres og frekvensmultipliceres 10 (med 12) referencesignalet til dannelse af referenceim-pulstoget med frekvensen Afr, som nøje følger enhver frekvensændring i referencesignalet.

Referenceimpulserne med frekvensen Afr leder til multiplikatoren 17, som afgiver Q individuelle impulser 15 for hver impuls i impulstoget. Antallet Q er et variabelt heltal, der bestemmes af regneenheden 18 under anvendelse af det forudgående måleresultat. Det impulstog, som afgives af multiplikatoren med frekvensen AQf^, ledes til tælleren 19. For hver impuls denne modtager, afgiver den et binært 20 udgangssignal, som udgør en adresse til lageret 20. I lageret findes en tabel over værdier for sinus og cosinus af et stort antal Z af vinkler i det væsentlige jævnt fordelt mellem 0° og 360°. Antallet Z er en potens af 2 og kan eksempelvis være 256. Når tælleren 19 har afgivet 25 z binære udgangssignaler, starter den en ny cyklus.

Lageret 20 er således indrettet, at det hver gang det adresseres afgiver dels et binært udgangssignal svarende til tabellens sinusværdi for den pågældende adresse til den ene udgang, eksempelvis den med blandingstrinet 30 21 forbundne, dels et binært udgangssignal svarende til tabellens cosinusværdi for den pågældende adresse til det andet blandingstrin 22. Følgen af binære udgangssignaler til hvert af blåndingstrinnene 21,22 udgør et styresignal, og frekvensen af den sinusformede bølge, der angives 35 ved hvert af disse styresignaler, modsvarer ovennævnte impulstogfrekvens AQfr divideret med Z. Denne frekvens

DK 161261B

7 AQfr/Z benævnes i det følgende styrefrekvensen.

De styresignaler i binær form, som afgives af lageret 20, omsættes i de respektive digital/analogomsættere 21,22 for at lette sammenligning med de analoge målesignaler 5 på senderens udgangsterminal 9. Da tallet Z er stort, eksempelvis 256, vil styresignalerne på omsætternes udgange definere tætliggende punkter på en sinusformet bølge, og de binære udgangssignaler fra lageret 20 kan betragtes som forholdsvis jævne. Digital/analogomsætterne 21,22 tjener, 10 ved drift som blandere, som multiplikatorer, hvori målesignalet på udgangsterminalen 9 - med målefrekvensen f -benyttes som en referencespænding. Udgangssignalerne fra omsætterne 21,22 filtreres i lavpasfiltrene 23 henholdsvis 24.

15 Frekvensen af hvert lavpasfiltreret signal udgør en differensfrekvens mellem styrefrekvensen AQfr/Z og den reellle målesignalfrekvens f , eller, sagt på anden måde, svarer til sinus og cosinus af fasevinklen 0 mellem styre-frekvensbølgeformen og målesignalet.

20 Den variable størrelse Q, som fastlægges på basis af det måleresultat, der opnås under det forudgående sweep, er et helt tal af en sådan størrelse, at styrefrekvensen AQf^/Z svarer til den forventede målefrekvens. Hvis afstanden I i beholderen ændres langsomt, som det sædvanlig-25 vis vil være tilfældet, kan Q vælges som det hele tal, der bringer styrefrekvensen nærmest i overensstemmelse med målefrekvensen f , og faseforskellen mellem styresignalet og målesignalet under et helt sweep bliver kun en brøkdel af 360°. Dette faseskift kan beregnes og benyttes til kor-30 rektion af den forventede afstandsværdi. Beregningen af faseforskellen under et sweep udføres i regneenheden 18, og de lavpasfiltrerede signaler ledes hertil gennem analog/ digitalomsætterne 25 og 26. Disse omsættere styres af af-tastningsimpulser, som afledes af referenceimpulser fra 35 det impulsdannende kredsløb 16 ved, at deres frekvens Af^ divideres med en konstant K i kredsløbet 27.

DK 161261 B

8

Rent matematisk indebærer den beskrevne dannelse af styrefrekvensen, at resultatet ikke påvirkes af, hvorledes mikrobølgeoscillatorens frekvens varierer under et sweep, når det forudsættes, at ændringen sker monotont 5 som defineret i det foregående. Af praktiske grunde - bl.a. filteret 14 - foretrækkes drift med linear frekvensvariation.

Det skal nu beskrives, hvorledes beregningen af niveauet, altså afstanden H, i beholderen finder sted. Det 10 antages herved, at der i løbet af et måleinterval, som udgør en del af et sweep, hvor såvel reference- som målesignaler frembringes, findes M referenceimpulser i impulstoget fra det impulsdannende kredsløb 16(definerende M/A referenceperioder), og at der i samme periode opnås N 15 aftastningsimpulser, hvor N = M/k. Tallet M er et fast heltal valgt sådan, at såvel M/A som M/k er heltal. Tallet M kan typisk være 1428. Det skal bemærkes, at en referenceperiode er den tid, som er nødvendig for en fuldstændig oscillation af referencesignalet ved frekvensen 20 fr.

For at nøjagtigheden skal være så stor som muligt er det væsentligt, at beregningen af faseændringen kan foretages over et helt antal referenceperioder, og at aftastningsimpulserne ikke afledes fra en og samme del 25 af referencesignalperioden. Af denne grund bør tallet K være et primtal (eksempelvis 17), og det samlede antal M af referenceimpulser, der anvendes under et sweep, bør være stort nok til, at M divideret med K giver et helt antal aftastningsimpulser.

30 Da signalerne, som skal behandles, varierer for holdsvis langsomt under et sweep, behøver antallet af aftastningsimpulser ikke at være meget stort. Hastigheden af sweepet og af regneenheden er derfor ikke kritisk.

For hvert sweep benyttes på grundlag af den forrige 33 måleværdi en forudsagt værdi h for højden H. Udgående fra denne forudsigelse bestemmes det hele tal Q af udtrykket

DK 161261 B

9 q = (h x Z) (A x L) hvor Z er forholdet mellem impulsfrekvensen, der påtrykkes tælleren 19 og frekvensen af styresignalet fra lageret 20, A er den faktor, hvormed referencefrekvensen multipliceres i kredsløbene 15 og 16, og L er længden af referenceled-5 ningen 11. Da toget af referenceimpulser fra det impulsdannende kredsløb 16 med en impulsfrekvens på Afr, multipliceres med Q og divideres med Z, vil udgangssignalet fra lageret have frekvensen (h/L)fr, hvilket vil sige, at den er lig med den forventede frekvens på målesignalet.

10 Ved multiplikation i digital/analogomsætterne 21 og 22 og filtrering i lavpasfiltrene 23 og 24, opnås to lavfrekvente signaler,som er indbyrdes faseforskudt 90°.

Efter analog/digital omsætning, der styres af aftastningsimpulserne fra kredsløbet 27, benævnes disse to signaler 15 og i henholdsvis sinus- og cosinusgrenen. Af disse signaler beregnes faseændringer ^0 mellem målesignalet og styresignalet fra lageret 20, som forekommer under et sweep ved bestemmelse af den faseændring, som forekommer mellem successive aftastningsimpulser. Mellem aftastningsimpulsen 20 n - 1 og aftastningspulsen n, kan^\0 defineres som: Δ0η s ’ ?n-l = arctan sncn-l, ~ sn-lcn

Sn_lSn + Cn_lCn

Normalt vil^i 0 blive så lille, at arctanfunktionen kan line-ariseres uden tab af nøjagtighed. Den totale faseændring F er derfor

N

n=l

Størrelsen F benyttes til at korrigere Q og til at beregne 25 en korrektionsfaktor D for den fastsatte afstand h. Ved summeringen kan ^ øR multipliceres med vægtfaktoreer til

DK 161261 B

10 opnåelse af samme fordele som nævnt i det tidligere anførte US patentskrift nr. 4.044.355. Den beregnede afstand H fremkommer endelig for udtrykket

H = h + D *= A * L * Q + A * L ‘ F

Z 2 ΤΓ M

Dette udtryk gælder i tilfælde, hvor udbredelseshastigheden 5 er konstant og fasevinklen 0 mellem styresignalet og målesignalet derfor stiger lineært.

I et rør er udbredelseshastigheden, imidlertid ikke konstant, men afhængig af frekvensen. Fasevinklen 0 vil da ikke variere lineært med frekvensen. Ovennævnte udtryk 10 for afstanden H kan stadig anvendes, men med visse modifikationer. Det er herved nødvendigt at skelne mellem den tilsyneladende afstand H og den aktuelle fysiske afstand d. Problemet kan simplificeres ved den antagelse, at røret har ensartet diameter over hele sin længde, og at længden inde 15 i apparatet kan negligeret. I så fald er fasevinklen ø = 2dA/k2 - kc2 - 2kh hvor k er bølge tal let (dvs. 2-^Kdivideret med bølgelængden; k er proportional med mikrobølgefrekvensen), og kc er bølgetallet ved "afskæring". I dette tilfælde antages det, at udbredelseslængden for mikrobølgesignalet omfatter 20 et rør med en sådan diameter, at k er lig med 3,68/diamete-ren. Dette forhold gælder, hvis grundsvingningen anvendes.

Rørets diameter er som tidligere nævnt, vanskelig at bestemme i praksis med tilstrækkelig nøjagtighed, og derfor kan kc og 0 heller ikke bestemmes nøjagtigt. Hvis 25 0 afledes, kan man imidlertid eliminere kc for udtrykket for d. Første og anden afledede af 0 med hensyn til k er: 11

DK 161261B

*' = =JM=r- - 2h

Vk2 * kc2 jj” = -2dk „2 <Jc2 . ko2,1.5 hvilket, efter eliminering af kc, giver d__9f’+2h 2 -\/ 1 * (ø'+2h) ] I det lineære tilfælde, dvs. når udbredelseshastigheden er konstant, og vinklen 0 vokser lineært med frekvensen (bølgeantal) er 0' konstant og 0" lig med nul. Dette medfører, 5 at d = (0' + 2h)/2. 0' kan således bestemmes af andet afsnit i ovenstående udtryk for H.

Ændringen af k i løbet af det effektive sweep er *^7* M/AL og under aftastningsintervallet Tf M/ALK. Heraf følger, at 0" kan beregnes som r - - Δ*1>(τί ) · 10 Naturligvis kan en endnu mere nøjagtig værdi for 0" beregnes ved anvendelse af alle A ø for en mere nøjagtig kurvetilpasning. I det generelle tilfælde, hvor kc ikke er det samme for alle dele af afstanden, kan tilsvarende udtryk formuleres.

15 Selv om apparatet er beskrevet med såvel en sinus- som en cosinusgren omfattende de respektive blandingstrin -digital/analogomsættere 21 og 22 kan man forestille sig et apparat med kun sinusgrenen eller kun cosinusgrenen. I et sådant tilfælde er det imidlertid nødvendigt at træffe så- 20 danne foranstaltninger, at referencesignalets frekvens aldrig kan blive lig med målesignalets frekvens, eller at tilfælde, hvor de to signalers frekvens er ens, kan skelnes

DK 161261 B

12 fra tilfældet, hvor der ikke er noget signal.

I stedet' for at lade beregningerne foregå i de viste blokke 17,19,20 og 27 kan de samme funktioner naturligvis implementeres i en sædvanlig mikroprocessor.

5 Filtrene 23 og 24 kan være digitale filtre styret af aftastningsimpulserne fra divisionskredsløbet 27.

Claims (9)

1. Fremgangsmåde til bestemmelse af afstanden (H) fra en antenne til en overflade af et fast eller flydende materiale ved hjælp af et mikrobølgesignal, der frembringes i hvert af en følge af sweep og med en frekvens, der æn-5 dres i kun én retning i det væsentlige jævnt under hvert sweep, hvorved en del af mikrobølgesignalet udstråles fra antennen mod overfladen og modtages, efter at være reflekteret fra overfladen og efter en udbredelsestid, som svarer til den nævnte afstand (H), for at blive blandet med det 10 mikrobølgesignal, som da bliver udstrålet til opnåelse af et målesignal med en målefrekvens (f ), der afhængig af den nævnte afstand (H), og hvor en anden del af det nævnte mikrobølgesignal udsættes for en forsinkelse, der svarer til en kendt længde (L), modtages således forsinket og blan-15 des med mikrobølgesignalet, der da frembringes til dannelse af et referencesignal med en referencefrekvens (fr), som svarer til den nævnte kendte længde L og er således relateret til nævnte målefrekvens (fm), at beregningen af den nævnte afstand (H) kan baseres på den nævnte kendte længde, k e n-20 detegnet ved, at man A for hvert sweep danner et styresignal med en frekvens, der tilnærmelsesvist har den forventede frekvens af målesignalet under det pågældende sweep ved at 25 (1) multiplicere frekvensen (f ) af reference signalet med et variabelt heltal (Q), som er udvalgt til at være i det væsentlige proportionalt med forholdet mellem en tilnærmet værdi (h) for den nævnte afstand (H) og den 30 nævnte kendte længde (L), og (2) at dividere den resulterende frekvens med et fast tal (Z); B sammenligner nævnte styresignal med målesignalet for at bestemme faseforskellen mellem disse 35 signaler, DK 161261 B C bestemmer værdien af enhver ændring, der finder sted i løbet af en forudbestemt del af sweepet, af faseforskellen mellem styresignalet og målesignalet, og 5. på basis af den bestemte værdi af nævnte ændring i faseforskel beregner et korrektionsled, som ved addition med den tilnærmede værdi (h) for den nævnte afstand giver den nævnte afstand (H).

2. Fremgangsmåde ifølge krav 1, og hvor nævnte for- 10 udbestemte del af sweepet er et måleinterval, under hvilket såvel målesignaler som referencesignalet frembringes, kendetegnet ved, at man (1) under nævnte måléinterval frembringer flere af-tastningsimpulser ved en frekvens, som står i 15 et forudbestemt forhold til referencesignalfre- kvensen (f ), således at der afgrænses et aftastningsinterval mellem hvert par af på hinanden følgende aftastningsimpulser, og (2) bestemmer den nævnte ændring i faseforskel ved 20 (a) at bestemme værdien af faseforskellen for hvert af flere aftastningsintervaller under et måleinterval, og (b) at man beregner det vægtede gennemsnit af de respektive værdier af nævnte faseforskel, som er blevet be- 25 stemt i nævnte aftastningsintervaller.

3. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, at styresignalet frembringes ved, at man (1) frembringer impulser med en hastighed, som er proportional med referencesignalfrekvensens værdi 30 (f ) multipliceret med det nævnte variable heltal (Q), (2) i respektive cykler hver bestående af det nævnte faste antal (Z) af disse impulser, tæller nævnte impulser, og 35 (3) for hver således talt impuls i en cyklus frem bringes i det mindste et udgangssignal svarende DK 161261B til værdien af et punkt på en sinusformet bølgeform, hvilket punkt angiver en funktion af en vinkel designeret ved den numeriske position af den talte impuls i cyklen, således at følgen af 5 således frembragte udgangssignaler svarer til en sinusformet bølgeform, der let kan blandes med det nævnte målesignal til detektering af den nævnte faseforskel.

4. Fremgangsmåde ifølge krav 3, kendetegnet 10 ved, at man frembringer to udgangssignaler for hver af de nævnte impulser, der tælles under en cyklus, hvorved det ene udgangssignal svarer til en sinusfunktion af den nævnte vinkel og det andet til en cosinusfunktion af den nævnte vinkel.

5. Fremgangsmåde ifølge krav l,og hvor reference- signalfrekvensen (fr) ved dannelsen af styresignalet yderligere multipliceres med et konstant heltal (A),uden den resulterende frekvens deles med nævnte faste heltal (Z), kendetegnet ved, at afstanden (H) bestemmes af 20 udtrykket H = A * L · 0 + A · L · F. z 2 rr μ hvor L er den nævnte kendte længde, Q nævnte variable heltal, F den samlede faseændring over den nævnte forudbestemte del af sweepet, A er nævnte heltal, Z er nævnte heltal, og M er antallet af oscillationer af referencesignalet med nævnte 25 referencefrekvens (fr), som forekommer under den forudbestemte del af sweepet.

6. Fremgangsmåde ifølge krav 2, kendetegnet ved, at måleintervallet udgør et helt antal aftastningsinter-valler og et helt antal af oscillationer af referencesigna- 30 let med referencefrekvensen (f).

7. Fremgangsmåde ifølge krav 6, og hvor referencesignalets frekvens (fr), inden multiplikationen med heltallet (Q), multipliceres med et heltal (A) og omsættes til et tog DK 161261B af referenceimpulser (med frekvensen A^), kendetegnet ved, at forholdet mellem antallet af referenceimpulser frembragt i løbet af måleintervallet og nævnte hele antal af aftastningsintervaller i løbet af måleintervallet 5 er et primtal (K).

8. Apparat til måling af afstanden (H) mellem en antenne (6) og en overflade (7) og omfattende en mikrobølgegenerator (2,3) til frembringelse af et mikrobølgesignal, som udsendes i hvert af en følge af sweep, og hvis frekvens 10 ændres i det væsentlige jævnt i kun én retning under hvert sweep, hvilken generator (2,3) er forbundet med antennen (6) for udsendelse af mikrobølgesignalet mod den nævnte overflade (7), hvorfra signalet reflekteres tilbage til antennen, et første blandingstrin (4) forbundet med antennen (6) og 15 generatoren (2,3) for at blande det signal, som er reflekteret fra den nævnte overflade, med det signal, som udsendes direkte fra generatoren, til frembringelse af et målesignal med en målefrekvens (fm), der afhænger af den nævnte afstand (h), kredsløb omfattende en forsinkelsesledning (11) og et 20 andet blandingstrin (5), som er forbundet indbyrdes og med den nævnte generator (2,3) til frembringelse af et referencesignal med en referencefrekvens (fr), der svarer til en kendt længde (L), samt signalbehandlende kredsløb til bestemmelse af en sammenhæng mellem målefrekvensen (f^) og 25 referencefrekvensen (fr) og til beregning på basis af denne sammenhæng af værdien af nævnte afstand (H), k ende-tegnet ved, at de signalbehandlende kredsløb omfatter: A. kredsløb (14,15,16) forbundet med det andet blandingstrin (5) til frembringelse af et referen- 30 ceimpulstog med en referenceimpulsfrekvens (Af^), der er et konstant heltal (A) gange større end referencefrekvensen (f ), r B. kredsløb omfattende en impulsmultiplikator (17)og en regneenhed (18) til frembringelse af et bereg- 35 net helt antal (Q) af på hinanden følgende tilnær melsesimpulser for hver referenceimpuls, DK 161261B hvilke tilnærmelsesimpulser har tilnærmelsesfrekvensen (AQfr), hvilket hele tal (Q) er konstant over hvert sweep og er beregnet således, at det er i det væsentlige proportionalt med forholdet 5 mellem en tilnærmet værdi (h) for den nævnte afstand (H) og den nævnte kendte længde (L), C. kredsløb omfattende en tællér (19) forbundet til impulsmultiplikatoren (17) for at tælle de nævnte tilnærmelsesimpulser i cykler, hvilke cykler hver 10 indeholder et fast antal (Z) af tilnærmelsesimpul ser, og for at afgive et binært tællerudgangssignal for hver talt impuls og designerende dens numeriske følge i den pågældende cyklus, D. lagerkredsløb (20) forbundet til tælleren (19) til 15 frembringelse, for hvert binært udgangssignal, af mindst et udgangssignal svarende til værdien af et punkt på en sinusformet bølgeform, hvilket punkt angiver en funktion af den tilsvarende talte tilnærmelsesimpuls i cyklen, således at følgen af ud-20 gangssignaler fra nævnte lager svarer til en sinus formet bølgeform og udgør et styresignal, der let kan sammenlignes med målesignalet, og E. kredsløbsforbundet med lageret (20) og det første blandingstrin (4) for at blande styresignalet med 25 målesignalet på en sådan måde, at faseforskellen mellem de blandede signaler kan måles med intervaller under hvert sweep.

9. Apparat ifølge krav 8, kendetegnet ved, at de med lageret (20) og det første blandingstrin (4) for-30 bundne kredsløb omfatter en digital/analogomsætter.