JPS60255060A - 定電流給電装置 - Google Patents
定電流給電装置Info
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- JPS60255060A JPS60255060A JP10739884A JP10739884A JPS60255060A JP S60255060 A JPS60255060 A JP S60255060A JP 10739884 A JP10739884 A JP 10739884A JP 10739884 A JP10739884 A JP 10739884A JP S60255060 A JPS60255060 A JP S60255060A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、共振型定電流コンバータを複数台接続して、
定電流を出力する定電流装置に係シ、特に、該共振型定
電流コンバータに均等負荷分担用抵抗を挿入しない高効
率化した定電流装置に関するものである。
定電流を出力する定電流装置に係シ、特に、該共振型定
電流コンバータに均等負荷分担用抵抗を挿入しない高効
率化した定電流装置に関するものである。
本発明の定電流給電装置は、通信回線の給電電源、特に
、光海底ケーブル用定電流電源等として用いられる。
、光海底ケーブル用定電流電源等として用いられる。
近年、通信等の分野においては、装置の小型化のため、
特に高効率化が要求されている。
特に高効率化が要求されている。
各種の通信装置を動作させるための定電流回路において
も例外でなく、高効率化が要求されている。かかる要求
から、一般に定電流回路として、直流入力を交流に変換
するインバータ部のスイッチング損失が本質的に無い共
振型定電流コンバータが用いられる。かかる共振型定電
流コンバータは、該インバータ部のスイッチ損失が無い
ため、可飽和リアクトル型定電流コンバータと比較して
１０％以上の効率向上を図ることが可能であり、効率９
０％以上の高効率化ができる特徴を有している。
も例外でなく、高効率化が要求されている。かかる要求
から、一般に定電流回路として、直流入力を交流に変換
するインバータ部のスイッチング損失が本質的に無い共
振型定電流コンバータが用いられる。かかる共振型定電
流コンバータは、該インバータ部のスイッチ損失が無い
ため、可飽和リアクトル型定電流コンバータと比較して
１０％以上の効率向上を図ることが可能であり、効率９
０％以上の高効率化ができる特徴を有している。
かかる共振型定電流コンバータを用いた定電流回路は、
同軸ケーブル方式用中継器、光海底中継器等に使用され
る。ここで、同軸ケーブル方式用中継器に、上記定電流
回路を用いる場合には、該同軸ケーブル方式用中継器が
アナログ処理を行うため、該同軸クープル方式用中継器
を動作させ名のに必要な定電流値は、１システム当、Ｄ
１００ｍＡ〜１６０ｍＡ程度でよい。しかし、光海底中
継器の如く、ディジタル処理を行うものを動作させるの
に必要な定電流値は、１システム当Ｊ５００ｍＡ程度と
なシ、実際は複数システム運用するため、１〜２Ａの定
電流値が要求され、同軸ケーブル方式用中継器の場合に
比べて大出力となる。このような場合、該共振型定電流
コンバータを複数台直列接続して定電流装置を形成する
手段がとられている。
同軸ケーブル方式用中継器、光海底中継器等に使用され
る。ここで、同軸ケーブル方式用中継器に、上記定電流
回路を用いる場合には、該同軸ケーブル方式用中継器が
アナログ処理を行うため、該同軸クープル方式用中継器
を動作させ名のに必要な定電流値は、１システム当、Ｄ
１００ｍＡ〜１６０ｍＡ程度でよい。しかし、光海底中
継器の如く、ディジタル処理を行うものを動作させるの
に必要な定電流値は、１システム当Ｊ５００ｍＡ程度と
なシ、実際は複数システム運用するため、１〜２Ａの定
電流値が要求され、同軸ケーブル方式用中継器の場合に
比べて大出力となる。このような場合、該共振型定電流
コンバータを複数台直列接続して定電流装置を形成する
手段がとられている。
従来の共振型定電流コンバータを複数台直列接続した定
電流装置を第２図〜第４図を用いて説明する。
電流装置を第２図〜第４図を用いて説明する。
第２図は、従来の定電流装置の一構成例を示す図である
“。
“。
第２図に示すように、従来の定電流装置は、インバータ
ー、直列共振回路２、整流回路３、平滑回路４、電流検
出回路５、誤差増幅回路６、電圧／周波数変換回路（以
下、ｖ／Ｆ変換回路と称す）７、負荷分担用抵抗Ｒから
構成される共振型定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１〜ＣＯ
Ｎ′ｖｎをｎ台直列接続して構成されている。尚、同図
において、ＩＮ、〜ＩＮｎは入力端子、ＯＵＴは出力端
子、Ｄ、〜Ｄｎはダイオードである。
ー、直列共振回路２、整流回路３、平滑回路４、電流検
出回路５、誤差増幅回路６、電圧／周波数変換回路（以
下、ｖ／Ｆ変換回路と称す）７、負荷分担用抵抗Ｒから
構成される共振型定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１〜ＣＯ
Ｎ′ｖｎをｎ台直列接続して構成されている。尚、同図
において、ＩＮ、〜ＩＮｎは入力端子、ＯＵＴは出力端
子、Ｄ、〜Ｄｎはダイオードである。
第３図は、第２因に示す共振型定電流コンバータＣＯＮ
′ｖ、〜ＣＯＮ′ｖｎのそれぞれが有する無制御時にお
ける定電流特性を示す図である。図中、縦軸ｌは共振型
定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１〜Ｃ０ＮＶｎの出力電流
〔Ａ〕、横軸Ｖは共振型定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１
〜Ｃ０Ｗｎノ出力電圧ＥＶ）であシ、また、ｆ８は共振
屋定電流コンバータの動作周波数である。
′ｖ、〜ＣＯＮ′ｖｎのそれぞれが有する無制御時にお
ける定電流特性を示す図である。図中、縦軸ｌは共振型
定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１〜Ｃ０ＮＶｎの出力電流
〔Ａ〕、横軸Ｖは共振型定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１
〜Ｃ０Ｗｎノ出力電圧ＥＶ）であシ、また、ｆ８は共振
屋定電流コンバータの動作周波数である。
第４図は第２図に示す定電流装置の出力電圧・出力電流
特性を示す図である。図中縦軸１．は定電流装置の出力
電流〔Ａ〕、横軸ｖｏは定電流装置の出力電圧〔■〕で
ある。
特性を示す図である。図中縦軸１．は定電流装置の出力
電流〔Ａ〕、横軸ｖｏは定電流装置の出力電圧〔■〕で
ある。
従来の定電流装置に周込られる共振型定電流コンバータ
ＣＯＮ′ｖ１〜ＣＯＮ′ｖｎはそれぞれ、入力端子ＩＮ
、〜工Ｎｎから入力する直流入力をインバータＩにて直
流から交流に変換し、該インバータ１の出力をトランス
Ｔを介して、直列共振回路２に入力し、共振回路２内の
コンデンサＣ並びにインダクタンスＬで決定される共握
周波数で直列共振させる。共振回路２の出力は、整流回
路３で整流され、平滑回路４で平滑化されて、共振型定
電流コンバータｃＯＮ〜′、〜Ｃ０ＮＶ、、出力として
それぞれ出力される。そして、かかる共振型定電流コン
バータＣ０ＮＶ１〜Ｃ０Ｎｖｎの出力は、図示の如く直
列結合されて、出力端子ＯＵＴに出力される。 拳尚、
共振型定電流コンバータＣω■、〜Ｃ０Ｎｖｎは、第３
図に示す如く、一定の周波数ｆ、における出力電圧変動
に対する出力電流特性に、固有の傾斜抵抗Ｒｐ７を有し
ている。このため、第２図に示す従来の定電流装置では
、負荷変動に対する電流変動分を補正するために、共振
型定電流コンバータＣ■■、〜Ｃ０Ｎｖｎでは、それぞ
れ、電流検出回路５で出力電流を検出して、誤差増幅回
路６にて基準電圧と比較し、この比較結果に応じて、Ｖ
／Ｆ変換回路７で、インバータ１の周波数を制御してい
る。かかる制御によシ、出力端子ＯＵＴに定電漆工◎が
得られるととＫなる。
ＣＯＮ′ｖ１〜ＣＯＮ′ｖｎはそれぞれ、入力端子ＩＮ
、〜工Ｎｎから入力する直流入力をインバータＩにて直
流から交流に変換し、該インバータ１の出力をトランス
Ｔを介して、直列共振回路２に入力し、共振回路２内の
コンデンサＣ並びにインダクタンスＬで決定される共握
周波数で直列共振させる。共振回路２の出力は、整流回
路３で整流され、平滑回路４で平滑化されて、共振型定
電流コンバータｃＯＮ〜′、〜Ｃ０ＮＶ、、出力として
それぞれ出力される。そして、かかる共振型定電流コン
バータＣ０ＮＶ１〜Ｃ０Ｎｖｎの出力は、図示の如く直
列結合されて、出力端子ＯＵＴに出力される。 拳尚、
共振型定電流コンバータＣω■、〜Ｃ０Ｎｖｎは、第３
図に示す如く、一定の周波数ｆ、における出力電圧変動
に対する出力電流特性に、固有の傾斜抵抗Ｒｐ７を有し
ている。このため、第２図に示す従来の定電流装置では
、負荷変動に対する電流変動分を補正するために、共振
型定電流コンバータＣ■■、〜Ｃ０Ｎｖｎでは、それぞ
れ、電流検出回路５で出力電流を検出して、誤差増幅回
路６にて基準電圧と比較し、この比較結果に応じて、Ｖ
／Ｆ変換回路７で、インバータ１の周波数を制御してい
る。かかる制御によシ、出力端子ＯＵＴに定電漆工◎が
得られるととＫなる。
尚、ダイオードＤ１〜Ｄｎは、いずれかの共振型定電流
コンバータＣ０ＮＶ、 ＝ ｃｏｍ−が障害等によシ、
停止した時に１導通し、定電流出力ＩＯを断にしないた
めに設けているバイパスダイオードである。
コンバータＣ０ＮＶ、 ＝ ｃｏｍ−が障害等によシ、
停止した時に１導通し、定電流出力ＩＯを断にしないた
めに設けているバイパスダイオードである。
しかしながら、かかる従来の定電流装置は、下記に述べ
る問題点を有する。
る問題点を有する。
第２図に示す従来の定電流装置では、共振型定電流コン
バータＣ０ＮＶ１〜Ｃ０ＮＶｎがそれぞれ、均等に負荷
を分担できるように負荷分担用抵抗Ｒ，ｔ−設けている
。各コンバータの出力が完全に均一であればＲ１は必ず
しも必要ではないが、若し、１台でも出力が僅かに大き
いコンバータがあるとそのコンバータに全ての負荷がか
かることになるから、これを防止せんとしてＲ２を設け
ている。またコンバータがダウンした場合の過渡変動を
抑制する目的もおる。このため、第２図に示す定電流装
置の出力は、第４図に示す如く、ｎＲｐの傾斜抵抗を持
つことＫなる。従って、負荷変動（電圧変動）に対して
、傾斜抵抗ｎＲｐによる電流変動はさけられないもので
あった。何故ならば、出力電流工０が定電流となるよう
に、誤差増幅回路６、Ｖ／Ｆ変換回路７の系で、制御し
ているにもかかわらず、負荷分担用抵抗Ｒ１で、出力電
流に傾斜特性をもたせてしまうためである。
バータＣ０ＮＶ１〜Ｃ０ＮＶｎがそれぞれ、均等に負荷
を分担できるように負荷分担用抵抗Ｒ，ｔ−設けている
。各コンバータの出力が完全に均一であればＲ１は必ず
しも必要ではないが、若し、１台でも出力が僅かに大き
いコンバータがあるとそのコンバータに全ての負荷がか
かることになるから、これを防止せんとしてＲ２を設け
ている。またコンバータがダウンした場合の過渡変動を
抑制する目的もおる。このため、第２図に示す定電流装
置の出力は、第４図に示す如く、ｎＲｐの傾斜抵抗を持
つことＫなる。従って、負荷変動（電圧変動）に対して
、傾斜抵抗ｎＲｐによる電流変動はさけられないもので
あった。何故ならば、出力電流工０が定電流となるよう
に、誤差増幅回路６、Ｖ／Ｆ変換回路７の系で、制御し
ているにもかかわらず、負荷分担用抵抗Ｒ１で、出力電
流に傾斜特性をもたせてしまうためである。
また、光海底中継器等においては、定電流値が大きいた
め、負荷分担用抵抗Ｒ１による熱損失が犬きくなシ、単
体としてみた場合高効率である共振型定電流コンバータ
であっても定電流装置としてシステム化した場合損失が
生じ、高効率の共振型定電流コンバータを用いている利
点が生きていない。
め、負荷分担用抵抗Ｒ１による熱損失が犬きくなシ、単
体としてみた場合高効率である共振型定電流コンバータ
であっても定電流装置としてシステム化した場合損失が
生じ、高効率の共振型定電流コンバータを用いている利
点が生きていない。
〔発明を解決するための手段及び作用〕本発明において
は、各個が、直流入力が印加されるインバータ、該イン
バータの出力側に設けられた変圧器、該変圧器の二次側
に設けられた直列共振回路、該共振回路の次段に設けら
れた整流回路、該整流回路の出力に設けられた平滑回路
、及び電流検出回路を具備し、該電流検出回路の出力に
応答して前記インバータの周波数が制御される共振型定
電流コンバータを複数台有し、該共振型定電流コンバー
タの各平滑回路の出力端を各コンバータの出力電流分担
が均−忙なるように並列接続し、該共通接続部処少くと
も１つの共通電流検出回路、及び該共通電流検出回路の
後段に検出電流に対する少くとも１つの誤差信号検出回
路を設け、該誤差信号検出回路の出力を前記共振型定電
流コンバータの各電流検出回路に並列接続させて成る、
定電流給電装置が提供される。
は、各個が、直流入力が印加されるインバータ、該イン
バータの出力側に設けられた変圧器、該変圧器の二次側
に設けられた直列共振回路、該共振回路の次段に設けら
れた整流回路、該整流回路の出力に設けられた平滑回路
、及び電流検出回路を具備し、該電流検出回路の出力に
応答して前記インバータの周波数が制御される共振型定
電流コンバータを複数台有し、該共振型定電流コンバー
タの各平滑回路の出力端を各コンバータの出力電流分担
が均−忙なるように並列接続し、該共通接続部処少くと
も１つの共通電流検出回路、及び該共通電流検出回路の
後段に検出電流に対する少くとも１つの誤差信号検出回
路を設け、該誤差信号検出回路の出力を前記共振型定電
流コンバータの各電流検出回路に並列接続させて成る、
定電流給電装置が提供される。
本発明の一実施例について第１図を参照して下記に述べ
る。
る。
本発明に基づく定電流給電装置は、複数台（ｎ台）の共
振型定電流コンバータＣ０Ｎｖ、１−ＣＯＮｖｎｌがダ
イオードＤ４．〜Ｄｎ１を介して並列接続され、この共
通接続部の電流を検出するため共通電流検出回路１０が
設けられ、さらに該共通電流検出回路１０で検出された
電流を基準電流に対する誤差信号を算出する誤差増幅回
路１１が設けられている。
振型定電流コンバータＣ０Ｎｖ、１−ＣＯＮｖｎｌがダ
イオードＤ４．〜Ｄｎ１を介して並列接続され、この共
通接続部の電流を検出するため共通電流検出回路１０が
設けられ、さらに該共通電流検出回路１０で検出された
電流を基準電流に対する誤差信号を算出する誤差増幅回
路１１が設けられている。
また共振型定電流コンバータＣ０ＮＶ、′〜ＣＯＮ′ｖ
ｎ′の各々は、直流入力が印加されるインバータ１、該
インバータや出力に接続されインバータの出力を昇圧す
るトランスＴ１該トランスの二次側に接続されたキャノ
４シタＣ及びインダクタンスＬが直列に接続されて成る
直列共振回路２、該直列共振回路の出力を整流する整流
回路３、及び該整流回路の出力を平滑にする平滑回路４
を有しておシ、該平滑回路の出力端が前述の如くダイオ
ードＤ、１〜Ｄｎ、を介して並列に接続されている。ダ
イオードＤ１．〜Ｄｎ、はいずれかの共振型定電流コン
バータＣＯＮ′ｖ、′〜Ｃ０Ｎｖｎ′が障害等によシ停
止した場合に定電流出力に影響を与えないために設けて
いる結合用ダイオードである。また上述の共振型定電流
コンバータの回路要素１〜４は従来技術として述べ゛た
共振型定電流コンバータＣ０ＮＶ１〜ＣＯＮ′ｖｎの回
路要素１〜４と同様で同じ構成（接続）であるから、共
振型定電流コンバータとしての基本的な動作原理は従来
のものと同じである。
ｎ′の各々は、直流入力が印加されるインバータ１、該
インバータや出力に接続されインバータの出力を昇圧す
るトランスＴ１該トランスの二次側に接続されたキャノ
４シタＣ及びインダクタンスＬが直列に接続されて成る
直列共振回路２、該直列共振回路の出力を整流する整流
回路３、及び該整流回路の出力を平滑にする平滑回路４
を有しておシ、該平滑回路の出力端が前述の如くダイオ
ードＤ、１〜Ｄｎ、を介して並列に接続されている。ダ
イオードＤ１．〜Ｄｎ、はいずれかの共振型定電流コン
バータＣＯＮ′ｖ、′〜Ｃ０Ｎｖｎ′が障害等によシ停
止した場合に定電流出力に影響を与えないために設けて
いる結合用ダイオードである。また上述の共振型定電流
コンバータの回路要素１〜４は従来技術として述べ゛た
共振型定電流コンバータＣ０ＮＶ１〜ＣＯＮ′ｖｎの回
路要素１〜４と同様で同じ構成（接続）であるから、共
振型定電流コンバータとしての基本的な動作原理は従来
のものと同じである。
また、本発明の共振型定電流コンバータＣＯＮ′ｖ、′
〜Ｃ０Ｎｖｎ′は出力電流を定電流に制御するためのフ
ィードバック系として、それぞれ、ダイオードＤ、２を
介して誤差増幅回路１１に接続された電流検出回路９、
該電流検出回路の出力電圧を周波数に変換する電圧／周
波数（Ｖ／ＦＸ換回路７が設けられている。電流検出回
路９からの誤差信号をＶ／Ｆ変換回路７を介してインバ
ータ１の周波数を制御し出力電流を定電流に維持させる
制御原匪も従来の場合と同様である。
〜Ｃ０Ｎｖｎ′は出力電流を定電流に制御するためのフ
ィードバック系として、それぞれ、ダイオードＤ、２を
介して誤差増幅回路１１に接続された電流検出回路９、
該電流検出回路の出力電圧を周波数に変換する電圧／周
波数（Ｖ／ＦＸ換回路７が設けられている。電流検出回
路９からの誤差信号をＶ／Ｆ変換回路７を介してインバ
ータ１の周波数を制御し出力電流を定電流に維持させる
制御原匪も従来の場合と同様である。
しかしながら第１図に図示の本発明による定電流装置は
、第１に、各共振型定電流コンバータに第２図の如く負
荷分担用抵抗Ｒ１を用いていないこと、第２に、第２図
に図示の定電流装置においてはインバータ１のフィード
バック用電流検出として自己の平滑回路４の出力電流を
用いているのに比し、本発明の場合は共通電流検出回路
１０によって検出された電流を各共振電流コンバータの
フィードバック信号として統一して用いていることの差
異がある。またこのように接続したことによシ共振屋定
電流コンバータＣ０Ｎｖ１′〜Ｃ０ＮＶｎ′のそれぞれ
には、第２図に図示の如き誤差増幅回路６を設けていな
い。
、第１に、各共振型定電流コンバータに第２図の如く負
荷分担用抵抗Ｒ１を用いていないこと、第２に、第２図
に図示の定電流装置においてはインバータ１のフィード
バック用電流検出として自己の平滑回路４の出力電流を
用いているのに比し、本発明の場合は共通電流検出回路
１０によって検出された電流を各共振電流コンバータの
フィードバック信号として統一して用いていることの差
異がある。またこのように接続したことによシ共振屋定
電流コンバータＣ０Ｎｖ１′〜Ｃ０ＮＶｎ′のそれぞれ
には、第２図に図示の如き誤差増幅回路６を設けていな
い。
第１図に図示の如く、出力電圧を分担するのではなく各
コンバータの電流負担を１／ｎに均等になるように接続
したことによシ、従来のように負荷分担用抵抗Ｒ９を設
ける必要がなくなυ、この各コンバータの電流の均一分
担は各コンノ々−夕の有する固有の傾斜抵抗Ｒ０に基づ
いて行なわれる。従って、第１図に図示の定電流装置の
出力特性は、負荷分担用抵抗Ｒ２による効率低下が生じ
ないから、第５図に図示のように各共振型定電流コン７
−？−タの本来的に有する特性と同等なものとなり、効
率を高く維持しつつ、平坦な出力電流特性が得られるこ
ととなる。
コンバータの電流負担を１／ｎに均等になるように接続
したことによシ、従来のように負荷分担用抵抗Ｒ９を設
ける必要がなくなυ、この各コンバータの電流の均一分
担は各コンノ々−夕の有する固有の傾斜抵抗Ｒ０に基づ
いて行なわれる。従って、第１図に図示の定電流装置の
出力特性は、負荷分担用抵抗Ｒ２による効率低下が生じ
ないから、第５図に図示のように各共振型定電流コン７
−？−タの本来的に有する特性と同等なものとなり、効
率を高く維持しつつ、平坦な出力電流特性が得られるこ
ととなる。
尚、本発明の誤差増幅回路１１は、演算増幅器Ａ及び増
幅用トランジスタＴｒ及び抵抗器が第１図に図示の如く
接続されて成シ、共通電流検出回路１０で検出された出
力電流に相当する電圧と基準電流に相当する基準電圧■
ｒｅｆとの差を増幅して、ダイオードＤ１２〜Ｄｎ２を
介して各共振型定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１′〜ＣＯ
Ｎ′ｖｎ′の電流検出回路９に印加している。各共振型
定電流コンバータＣω■、′〜Ｃ０ＮＶｎ′内のダイオ
ードＤ、２〜Ｄｎ２は各コンバータのフィードバック系
（回路７，９）に故障等が生じた場合、他系統への悪影
響を防止し、出力変動を極力最小にするという観点から
は、ダイオードＤ１１〜Ｄｎ１と同様な目的で設けられ
ているものである。 ゛ 本発明は以上に述べたところから明らかなように、単に
定電流装置としての高効率化を意図するのみならず、定
電流装置としての高信頼性をも意図している。従って全
ての共振型定電流コンバータのフィードバック信号を算
出する共通電流検出回路１０、誤差信号増幅回路１１は
、例えばそれぞれ３系統設け、２ｏｕｔｏｆ３の概念に
基づくフィードバック信号を各共振型定電流コンバータ
の電流検出回路９に与えることによシ、高信頼化及び高
精度化を図ることができる。
幅用トランジスタＴｒ及び抵抗器が第１図に図示の如く
接続されて成シ、共通電流検出回路１０で検出された出
力電流に相当する電圧と基準電流に相当する基準電圧■
ｒｅｆとの差を増幅して、ダイオードＤ１２〜Ｄｎ２を
介して各共振型定電流コンバータＣＯＮ′ｖ１′〜ＣＯ
Ｎ′ｖｎ′の電流検出回路９に印加している。各共振型
定電流コンバータＣω■、′〜Ｃ０ＮＶｎ′内のダイオ
ードＤ、２〜Ｄｎ２は各コンバータのフィードバック系
（回路７，９）に故障等が生じた場合、他系統への悪影
響を防止し、出力変動を極力最小にするという観点から
は、ダイオードＤ１１〜Ｄｎ１と同様な目的で設けられ
ているものである。 ゛ 本発明は以上に述べたところから明らかなように、単に
定電流装置としての高効率化を意図するのみならず、定
電流装置としての高信頼性をも意図している。従って全
ての共振型定電流コンバータのフィードバック信号を算
出する共通電流検出回路１０、誤差信号増幅回路１１は
、例えばそれぞれ３系統設け、２ｏｕｔｏｆ３の概念に
基づくフィードバック信号を各共振型定電流コンバータ
の電流検出回路９に与えることによシ、高信頼化及び高
精度化を図ることができる。
以上に述べたように本発明によれば、従来の様に負荷分
担用抵抗Ｒ１を用いる必要がなくＲｐによる効率低下が
生じないから従来の定電流装置の如く効率低下を生じる
ことなく共振型定電流コンバータ本来の効率を維持させ
ることができるという効果を奏する。第２としては、各
共振型定電流コンノぐ一夕の均一な電流分担を図った構
成としているから、例えばコンバータの１台が障害等に
よシダランしても、全体の出力変動が小さくなるという
効果を奏する。第３としては、各コンバータ内に誤差増
幅回路を設ける必要がないから、回路構成が簡単になる
。第４としては、各定電流コンバータの出力が並列に接
続されるため負荷開放時の電圧上昇が直列接続の場合に
比べて低く押えられる効果がある。
担用抵抗Ｒ１を用いる必要がなくＲｐによる効率低下が
生じないから従来の定電流装置の如く効率低下を生じる
ことなく共振型定電流コンバータ本来の効率を維持させ
ることができるという効果を奏する。第２としては、各
共振型定電流コンノぐ一夕の均一な電流分担を図った構
成としているから、例えばコンバータの１台が障害等に
よシダランしても、全体の出力変動が小さくなるという
効果を奏する。第３としては、各コンバータ内に誤差増
幅回路を設ける必要がないから、回路構成が簡単になる
。第４としては、各定電流コンバータの出力が並列に接
続されるため負荷開放時の電圧上昇が直列接続の場合に
比べて低く押えられる効果がある。
第１図は本発明の一実施例としての定電流装置を示す図
、 第２図は従来の定電流給電装置を示す図、第３図は第２
図装置における定電流コンバータの特性を表わす図、 第４図は第２図装置の特性を表わす図、第５図は第１図
の定電流給電装置の特性図である。 （符号の説明） ＣＯＮＶ１〜Ｃ０ＮＶ、−・・共振型定電流コンバータ
、１・・・インバータ、Ｔ・・・昇圧トランス、２・・
・直列共振回路、３・・・整流回路、４・・・平滑回路
、５・・・電流検出回路、６・・・誤差増幅回路、７・
・・Ｖ／Ｆ変換回路、Ｄ１〜Ｄｎ・・・ダイオード、９
，１０・・・電流検出回路、１１・・・誤差増幅回路。 特許出願人 富士通株式会４社 特許出願代理人 弁理士 青 木 朗 弁理士西舘和之 弁理士内田幸男 弁理士 山 口 昭 之
、 第２図は従来の定電流給電装置を示す図、第３図は第２
図装置における定電流コンバータの特性を表わす図、 第４図は第２図装置の特性を表わす図、第５図は第１図
の定電流給電装置の特性図である。 （符号の説明） ＣＯＮＶ１〜Ｃ０ＮＶ、−・・共振型定電流コンバータ
、１・・・インバータ、Ｔ・・・昇圧トランス、２・・
・直列共振回路、３・・・整流回路、４・・・平滑回路
、５・・・電流検出回路、６・・・誤差増幅回路、７・
・・Ｖ／Ｆ変換回路、Ｄ１〜Ｄｎ・・・ダイオード、９
，１０・・・電流検出回路、１１・・・誤差増幅回路。 特許出願人 富士通株式会４社 特許出願代理人 弁理士 青 木 朗 弁理士西舘和之 弁理士内田幸男 弁理士 山 口 昭 之
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、各個が、直流入力が印加されるインバータ、該イン
バータの出力側に設けられた変圧器、該変圧器の二次側
に設けられた直列共振回路、該共振回路の次段に設けら
れた整流回路、該整流回路の出力に設けられた平滑回路
、及び電流検出回路を具備し、該電流検出回路の出力に
応答して前記インバータの周波数が制御される共振型定
電流コンバータを複数台有し、該共振型定電流コンバー
タの各平滑回路の出力端を各コンバータの出力電流分担
が均一になるように並列接続し、該共通接続部に少くと
も１つの共通電流検出回路、及び該共通電流検出回路の
後段に検出電流に対する少くとも１つの誤差信号検出回
路を設け、該誤差信号検出回路の出力を前記共振型定電
流コンバータの各電流検出回路に並列接続させて成る、
定電流給電装置。 ２、前記共通電流検出回路及び前記誤差信号検出回路を
３系統設け、２アウトオブ３方式に基づいた検出誤差信
号が前記共振型定電流コンノ々−タの各電流検出回路に
印加させるようにした、特許請求の範囲第１項に記載の
定電流給電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10739884A JPS60255060A (ja) | 1984-05-29 | 1984-05-29 | 定電流給電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10739884A JPS60255060A (ja) | 1984-05-29 | 1984-05-29 | 定電流給電装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60255060A true JPS60255060A (ja) | 1985-12-16 |
Family
ID=14458132
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10739884A Pending JPS60255060A (ja) | 1984-05-29 | 1984-05-29 | 定電流給電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60255060A (ja) |
-
1984
- 1984-05-29 JP JP10739884A patent/JPS60255060A/ja active Pending
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