JPS60210780A - デジタルナブスタ−受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はナブスタ−（Ｎ　ａｖｓｔａｒ　）衛星航法シ
ステム用受信機に関する。

ナブスターは全世界を連続的に全天候カバーすべく計画
中の高精度の三次元位置及び速度情報を与える衛星航法
システムである。

完全なナブスターシステムは１８個の衛星が地球の赤道
面に対して５５度傾いた半径２６６００１ｖのほず円軌
道上に配置されるよう計画されている。

各衛星はＬｌ、Ｌ２で表わされる中心周波数がそれぞれ
１５７５及び１２２８Ｍ　Ｈｚの２つの航法信号を送信
する。

両信号は原子標準時にロックインされた変調手段によっ
て位置情報を伝達する。この変調形式（ランダムのよう
に見えるが明確に定義されている擬似乱数コードとして
知られている）は各衛星で特有にある。

４個の衛星（第１図）を監視し、無線周波数搬送波のド
ツプラーシフトと共に受信したコードの位相を受信機内
のクロックで測定することにより、利用者は特定の衛星
までの距離及び距離変化率を算出できる。それらの衛星
の運動についてのデータも送信信号上に変調されており
、利用者はこのデータを復調し方程式（第２図）を解く
ことで自分の３次元位置と速度をめ、さらに自分のクロ
ックを衛星の時刻に合致するよう修正することができる
。

また自分が地球表面上あるいは既知の高度を運動するよ
う拘束されているときは３個の衛星を使って２次元測定
をしてもよい。受信機の制御ソフトウェアは視野内にあ
る衛星から航法計算に最適な位置関係を与えるサブセッ
トを選択せねばならぬ。

実際には各衛星から２つの擬似ランダムコードが送信さ
れる。第１のコードは衛星からの信号捕捉を助は概略の
航法情報を与えるので概略／捕捉（Ｃ／Ａ）コードと呼
ばれる。第２は１０倍速い変調速度をもちシステムの完
全な航法精度を与えるので精密（Ｐ）コードと呼ばれる
。

基本的なナブスター受信機は低雑音増巾器と好都合な中
間周波数へのダウンコンバータを含み、その後にどの衛
星からの送信でも追跡できるコード及びキャリヤ追跡チ
ャンネルが１つないしそれ以上後続するのが典型的であ
る。これにはまた距離及び距離変化率測定回路がイリ属
する。

コード追跡ループの目的は受信機内に設けられたコード
発生器を受信擬似乱数シーケンスに追従させることによ
り追跡している衛星までの距離情報を与えることにある
。

位置と速度の推定値を与えるためには受信機は多数の衛
星の送信とロックされていなければならない。第１図に
示した４個の衛星を必要とする完全に３次元の位置推定
の場合ではコード追跡ループを受信信号にロックさせ、
次いでループ内のコード発生器に現われる特定の状態を
受信機のクロックでタイミング測定することで４つの「
擬似距離」の測定値が得られる。この測定は受信機クロ
ックのオフセットが未だ決定されていないので真の距離
でない「擬似距離」についてのものである。

同様に搬送波追跡ループの電圧制御発振器の周波数を受
信機内のクロックにより決められたゲート時間の量測定
することにより「擬似距離変化率」が得られる。これら
はクロックに周波数誤差が含まれるため真の距離変化率
に対して誤差を有している。これらの測定データは各衛
星から送られるそれらの運動データと合わせると航法情
報について解くことができる。これは４個の未知数につ
いて解くには４個の観測点が必要な事情による。

本発明は増１Ｊ並びに中間周波数へのダウンコンバージ
ョン及び直角位相信号を生ぜしめろ過程と、各直角位相
信号を個々にデジタル化するアナ０グ−デジタル変換器
と、局部デジタルコード発生手段と、デジタル化した各
直角位相信号を個別に該局部デジタルコードに対して相
関させる手段と、又受信機のコード及びキャリア追跡を
制御すべく構成され相関手段の出力が印加される、チャ
ンネル信号処理手段と、該処理手段にて生成された制御
信号に応じてデジタル化された直角位相信号により表現
されたベースバンド信号の位相子を回転させ受信機ルー
プにおけるドツプラー追跡を実行する補正手段とを含み
、該補正手段はさらに必要な位相回転角をωＴとしてｓ
ｉｎωＴ及びｃｏｓ（Ｉ）■を表わすデジタル信号を発
生する手段と、各直角信号にｓｉｎωＴ及び　ＣＯＳω
Ｔを個別に乗算する手段と、Ｉ及びＱをデジタル化され
た直角信号として乗算された信号を次式 ％式％（１） に従って加算する手段とを含むナブスター衛星航法シス
テム用受信機を提供する。

実施例 第３図は一般的なナブスター受信機の構成を示す。信号
はし一バンドで受信されて一連の増巾及び無線周波数、
中間周波数及びゼロ中間周波数へのダウンコンバージョ
ンの段階を通される。過程のある時点で信号はデジタル
プロセッサによる情報抽出がなされるようアナログ−デ
ジタルインターフェースを通る。コード及びキャリヤル
ープがソフトウェア内で閉じていればプロセッサはさら
に必要なフィードバック制御信号を与える。

コード及びキャリヤ（ドツプラー）注入を行える場所は
アナログベースバンド中間周波数部やデジタルベースバ
ンド部など数多くある。注入点以降の受信機回路系統は
特定の衛星からの信号受信に専用されるようになる。従
って複数の衛星からの送信を受けるためにこの点以降の
回路は必要な衛星の数だけ複製、あるいは同数の回路間
でタイムシェア（循環ないしマルチプレックス方式にて
）されるようにせねばならない。従って回路構成を複雑
にしないためには注入点は回路系統のできるだけ後部へ
設けるのがよい。デジタルベースバンドにてコード相関
とドツプラー補正を行なえばこの過程が最後部位で行わ
れることになる。

ベースバンドを用いた解決策は他の面からも好ましいも
のである。ベースバンドでコード相関を実行すれば混合
器のかわりに乗算器を用いることができ、混合器リーク
の問題を回避できる。相関前の帯域中を定義するＰ波器
の安定性とＱ値は中間周波数ではその要求が極めて厳し
いが、ベースバンドにおいては低域Ｐ波を実行すること
で問題が大巾に軽減される。また合成器へ中間周波数ド
ツプラー注入を実行するために複数の転送ループを用い
る必要が回避できる。

ベースバンドでデジタルドツプラー補正を行う方式を採
用することは必要な受信機チャンネルの数に無関係に１
個のゼロ中間周波数へのダウンコンバータとそれに続く
一対のＡ／Ｄ変換器の使用が可とされるので極めて望ま
しい。

ベースバンドにおける信号位相を表現するには位相子の
実数部と虚数部を表わす同相（１）と直角位相（Ｑ）と
略記される！及びＱチャンネルが必要である。ドツプラ
ーシフトは位相子を回転させるので一連の位相子サンプ
ルをアキュムレートしたものをＰ波するとドツプラー損
失が生じる。

この効果は第４図に示されている。従って明瞭なアキュ
ムレーションが生じる前に位相子の回転は除去せねばな
らない。

信号ベクトルは指数形式で次のように表わされここで、
Ａは信号振巾、ωはドツプラー周波数。

王はサンプル間隔、φは任意位相角である。

位相回転を除去するには信号ベクトルに逆転単位ベクト
ルを乗ぜねばならない： 全ヨＡ。ｊ（ωＮＴ＋φ）、。−ｊωＮ’Ｉ’−、。ｊ
φこれで位相子は静止し、損失なしに時間アキュムレー
トされるようになる。

実際のＩ及びＱチャンネルの逆転演算の実行は乗算を実
数部と虚数部で表現するとわかりゃすい：（，１＋　ｊ
Ｑ＞　（ｃｏｓωＮＴ−ｊｓｉｎωＮＴ）Ｉ′ ＋　ｊＱｃｏミにＪ二旦しＮＴ Ｑ′ この変換は第５図に示す回路構成によって実行される。

位相子の実数部及び虚数部を表わすデジタル化された直
角信号■及びＱはまず各々の相関器５’Ｏａ、５０ｂへ
供給され、局部発生されたコード信号との相関がなされ
る。相関された信号は位相回転回路に供給される前にデ
ータ速度を減少させるため、アキュムレータ５１ａ　、
５１ｂにて部分アキュムレートされる。チャンネルプロ
セッサ（図示せず）は受信信号のドツプラー損失を補正
するために印加される回転周波数を算出する。回転周波
数は必要な信号ベクトルの移相回転を実行するために必
要とされる位相回転角ωＴを導出する数値制御発振器（
ＮＧＯ＞５２へと供給される。

ＮＧＯは例えば２１ビツトの（正又は負の回転周波数を
表わす）デジタルワードが供給されるアキュムレータと
して作用するクロックされたシフトレジスタ６１を有す
る第６図に示す構成のものが便利である。アキュムレー
タは入力に加算される帰還を有する。位相回転角は例え
ば６ビツト等、より短いＭビットのデジタルワードで表
現され、アキュムレータの中間段から取り出される。必
要な最長ワード数は回転演算の際許容できる最大位相雑
音によって決まる。生ずる位相雑音は量子化された雑音
のｒｌｓ平均を評価することでめられる。６ビツトの場
合０．０９８ラジアン単位の位相量子化ではｒｍｓ位相
雑音のσφは σφ２　＝　０．０９８２　／１２゜ すなわち（７，６＝　０．０２８ｒａｄ、ｒｌｌｌＳ　
、が与えられる。

この値は普通ナブスター位相追跡ループで予想される熱
雑音よりはるかに低い。

ＮＣＯの周波数域と分解能はＮＧＯを更新する間に顕著
な位相誤差が蓄積しないよう予期されるドツプラー域を
十分カバーし又十分細かいものでなければならない。±
１０ｋＨｚのドツプラー域は衛星自身の全ドツプラー域
〜±４ｋＨｚと利用者の速度域であるマツハ±３．８を
包含するに十分である。機器の周波数分解能を考えてＮ
ＧＯはループ帯域中の約２倍の実効速さで更新されるも
のとする。更新速さＩＨ２の狭帯域の場合０．０ＩＨ２
の周波数分割能では最悪の場合０．０６ラジアンの位相
誤差が生じる。これは前記位相雑音と同程度である。従
ってＮＧＯ制御に必要なビット数は、次で定義される： ｌｏｇ２（２０・１０３１０．ｏｌ＞；　２１ビツトＮ
ＧＯはまた位相鋸歯状波出力のジッタを防ぐために十分
高速でクロックされねばならない。このジッタは発振器
が１出力サイクル当り有限な数の出力のみを生成してい
ることに起因する。従ってこの問題は最大周波数で最悪
となる。この問題を位相量子化雑音のレベルまで減する
ためには１出力サイクル当り約６４個の出力サンプルが
必要とされる。これは６４０ｋＨｚのクロック速度に相
当する。

相関器出力をある時間にわたりアキュムレートした後で
の位相回転子の位置決めはアキュムレート時間中に明瞭
なドツプラー損失がなかった場合のみ許される。損失は
アキュムレータの周波数応答Ｆ（ω）を調べることで簡
単に評価できる；１０ｋＨｚの最大ドツプラー周波数で
は最大損失を１ｄＢとするとＮは５４７を越えられない
。これだけのアキュムレートがある状態で位相回転子を
置くと装置のスループット速度が２０ＭＨｚから４０ｋ
Ｈｚへと低下する。さらにアキュムレートを続ければデ
ータ出力速度をマイクロプロセッサでも扱えるように十
分低下させることができる。

これは１ｋＨｚのオーダであろう。しかし本構成につい
ては必要な■及びＱワード長について検討すべき側面が
まだ残っている。

Ｉ及びＱのデジタル化に必要なピット数は目的如何であ
る。２ｄＢの損失が許容できるなら単一ビット変換が適
当であろう。しかし２ビツトを用いるとこの損失は０．
６ｄＢまで減少させ得る。これら２つの場合は信号対雑
音比が負であることを仮定している。アキュムレーショ
ン段階が進むにつれてこの仮定は必ずしも正しくなくな
りより多くのビットが必要とされるようになろう。

従って位相回転が実行される点は機器の種類によるであ
ろう。２０ＭＨ２で作動している２ビツトの回転演算器
は相関演算器の直前又は直後に設置することができる。

あるいはより遅いがより多い語長を有する回転演算器を
相関後における少量のアキュムレートの後に用いてもよ
い。

位相回転器５３は論理乗緯器５４及び加算器５５を有す
る。デジタル化された１及びＱ信号には各々個別にＮＧ
Ｏ出力が印加される読出専用メモリ（ＲＯＭ）５６より
導出されたＣＯＳωＴ及びｓｉｎωＴが乗算される。乗
算器出力ＩＣＯ８ωＴ及びＱ　ｓｉｎω王は加棹されて
補正されたベクトル１１を与え、同様にＱ　００８ω丁
及びＩ　ｓｉｎω丁は加紳されてＱｌをあたえる。１１
及びＱｌ　は統いてチャンネルプロセッサ（図示せず）
に入力される前にアキュムレータ５７ａ、５７ｂにて位
相回転後アキュムレーションがなされる。チャンネルプ
ロセッサの主たる機能はコード及び搬送波の追跡を維持
することである。

コード位置の誤差は早期及び遅延相関サンプルを差分す
ることで簡単に評価できる。これらは演算１２　＋Ｑ　
２を早期及び遅延相関出力について実行することで導出
される。このデジタル処理ではチャンネルバランスは問
題にならないことに注意されたい。コード位置誤差評価
はそれがコード発生器（図示せず）を更新、従って追跡
ループが閉鎖される前にソフトウェアループフィルタへ
と加えられる。

キャリア位相評価は即時相関サンプルに対しＣｏ５ｔａ
ｓ　Ｉ　−Ｑ・技術を用いてなされる。その後でコード
ループと同様にキャリアループも閉鎖される。キャリア
周波数評価は下の演算を時系列ＩＱ対について実行する
ことによりなしてもよい：”１２＋Ｑ　２ この誤差周波数は初期キャリア位相捕捉を補助するのに
用いることができ、又部しい妨害でキャリア位相追跡ル
ープの使用が不可能な場合にも周波数推定を与えるため
に用いることができる。

本構成では受信チャンネルの追加がコード発生器、ＮＧ
Ｏ及びＰＲＯＭを追加することで簡単にできる。同一の
Ａ／Ｄモジュール及びチャンネルプロセッサを追加チャ
ンネルについても用いることができる。しかしもしＬｌ
とＬ２を同時に受信しようとすると別々のＡ／Ｄ変換モ
ジュールが必要となろう。

低性能受信チャンネルに対しては２ビツト適応閾値Ａ／
Ｄ変換器のかわりに単一ビットユニットを用いてもよい
。相関演算器は早期／遅延切換型で十分で、従って一対
のＩ及びＱ出りがあればよい。

多数の衛星についての同時処理、又は同一衛星の別々の
信号区間についての同時処理が必要ならば多数の直列相
関ブロックを並列に用いることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はナブスター衛星航法システムを示す図、第２図
はナブスターシステムにおいて解く必要のある方程式を
示す図、第３図は一般的なナブスターの構成を示す図、
第４図はドツプラーシフトの影響を説明するための図、
第５図は位相回転回路を示す図、第６図は数値制御発振
器を示す図である。 ５０ａ　、５０３・・・相関器、５１ａ、５１ｂ。 ５７ａ、５７ｂ・・・アキュムレータ、５２・・・数値
制御発振器、５３・・・位相回転器、５４・・・乗算器
、５５・・・加算器、５６・・・続出専用メモリ、６１
・・・シフトレジスタ。 特許出願人　スタンダード　テレフオンスアンド　ケー
ブルス　パブリック 第１頁の続き ＠発明者　グラハム　ロイ　フイ　イギリ。 アーンヘッド　マンス。 ０発　明　者　シモン　ジョン　ゲー　イギリル　トフ
オ・ ス国　エセツクス　ケルムスフォード　ライトルフイー
ルズ　１４番地 ス国　ハートフォードシャ　ビショップス　ストーード
　ソーンベラ　ガーデンス　昭番地手続補正書 昭和６０年３月２５日 特許庁長官　志　賀　学　殿 １、事件の表示 昭和６０年　特許願　第３８６２２号 ２、発明の名称 デジタルナブスター受信機 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 住　所　イギリス国　ロンドン　ダブリューシー２７−
ル１デイーニー　ストランド　１９０番地名　称　スタ
ンダード　テレフォンズ　アンド　ケーブルスパブリッ
ク　リミテッド　カンパニー 代表者　マーク　チャールズ　デニス （国籍　イギリス国） ４、代理人 住　所　〒１０２　東京都千代田区麹町５丁目７番地６
、補正の対象 図面。 ７、補正の内容 図面の浄書（内容に変更なし〉を別紙の通り補充する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）増巾並びに中間周波数へのダウンコンバージョン
   及び直角位相信号を生ぜしめろ過程と、各直角位相信号
   を個々にデジタル化するアナログ−デジタル変換器と、
   局部デジタルコード発生手段と、デジタル化した各直角
   位相信号を個別に該局部デジタルコードに対して相関さ
   せる手段と、又受信機のコード及びキャリア追跡を制御
   すべく構成され相関手段の出力が印加される、チャンネ
   ル信号処理手段と、該処理手段にて生成された制御信号
   に応じてデジタル化された直角位相信号により表現され
   たベースバンド信号の位相子を回転させ受信機ループに
   おけるドツプラー追跡を実行する補正手段とを含み、該
   補正手段はさらに必要な位相回転角をωＴとしてｓｉｎ
   ωＴ及びＣＯＳω丁を表わすデジタル信号を発生する手
   段と、各直角信号にｓｉｎωＴ及びＣＯＳωＴを個別に
   乗算する手段と、■及びＱをデジタル化された直角信号
   として乗算された信号を次式 ％式％ に従って加算する手段とを含むことを特徴とするナブス
   ター衛星航法システム用受信機。 ■　該ｓｉｎωＴ及びＣＯＳωＴを表わすデジタル信号
   を発生する手段は、ドツプラー追跡を実行するために必
   要な位相回転周波数を表わすデジタル信号が印加される
   数値制御発振器（ＮＣＯ）を有し、該発振器の出力は位
   相角０丁のデジタル表示であり、異なった位相角０丁に
   対応するｓｉｎωＴ及びＣＯＳω丁の値を内蔵する読出
   専用メモリ（ＲＯＭ）へ印加される特許請求の範囲第１
   項記載の受信機。 ■　数値制御発振器（ＮＧＯ）は位相回転周波数を表わ
   すデジタルワードが供給されるアキュムレータとして作
   用するクロックされたシフトレジスタを含み、出力され
   る位相回転角は該アキュムレータの中間段から取り出さ
   れたより短い語長のデジタルワードである特許請求の範
   囲第２項記載の受信機。 （４）補正手段の前段に相関のある■及びＱのデジタル
   化された直角信号用の部分的アキュムレート手段と、補
   正手段よりの信号用ノＪＩ’及びＱ′用のアキュムレー
   ト手段を特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記
   載の受信機。