CN100585428C - 用于解调卫星无线电导航信号的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于解调卫星无线电导航信号的方法及装置。本发明的方法用于解调传输于扩展频谱中的无线电导航信号(s(t))，所述信号包括通过导航讯息调制的数据信道以及未通过导航讯息调制的导频信道，所述数据信道和所述导频信道组合成一个多路复用方案以对载波进行调制。所述方法包括使所述导频信道的信号和所述数据信道的信号经受解扩处理；以及对解扩数据信号(r_d)进行解调以得到导航讯息(d(t))，其中，所述用于得到导航讯息的对解扩数据信号(r_d)的解调是借助于从对所述导频信道的解扩处理中得到的载波(r_p)来实现的。

Description

用于解调卫星无线电导航信号的方法及装置

本发明涉及一种用于解调无线电导航信号的方法，该无线电导航信号包括通过无线电导航讯息调制的数据信道和未经调制的导频信道，这些信号利用伪随机频谱扩展码在扩展频谱中传输。

本发明特别但不排他地应用于卫星无线电导航信号，尤其是应用于GPS(全球定位系统)卫星导航系统的新L2C和L5信号、应用于新的伽利略欧洲卫星导航系统的信号、应用于由通常称为“伪系统(pseudolites)”的地面站、现代化的GLONASS(全球轨道导航卫星系统)卫星以及COMPASS(罗盘)卫星和QZS卫星(Quasi-ZenithSatellite system，准天顶卫星系统)传输的卫星导航信号。

在卫星导航系统中，无线电导航信号接收机包括用于从多个卫星(至少三个)同时接收无线电导航信号的多个接收信道。每个接收信道执行扩展码的测量和接收的载波频率的测量。这些测量使得能够确定接收机和人造卫星之间的距离和视向速度并获取无线电导航讯息，该无线电导航讯息特别包含涉及发射的卫星的信息(即，其轨道、状态和待应用于其时钟的修正项)以及涉及导航系统的所有卫星轨道的整体信息。

通常，对扩展频谱中的无线电导航信号的解调通过两种操作来实现，即，通过基准码来解扩信号的操作以及估计信号的相位以消除信号不定性的操作(也就是估计讯息的符号的正负号)。第一种操作通过延迟锁定环路(DLL)来执行，该环路可为相关的或不想关的，而第二种操作通常通过锁相环(PLL)或边环(Costas)来执行，它可重构与接收信号相乘的载波的复制信号。结果信号得到滤波以从其中提取出调制载波的信息。

这意味着仅在这两个环路被闩锁时才能执行解调。因为延迟锁定环路通常比锁相环更健壮，所以，仅在接收信号的信号噪声谱密度比大于锁相环或边环的闩锁阈值时才能执行解调。该闩锁阈值被设定成小于用于进行位置计算的导航讯息的可读性阈值。这是因为，据估计，如果误码率(BER)超过10^-4到10^-5，则该讯息就不能再用于位置计算。

因此，这一技术具有这样的缺陷，即，一旦锁相环没有被闩锁，则不能再对讯息进行解调。

但是，利用通常所说的“数据擦除(data-wiping)”技术，在BER值达到约10^-1时，导航讯息也能用于跟踪。这些技术利用消除与符号的正负号(signe)相关的不定性来跟踪适当低于导航讯息波段的波段之中的信号的预检测。但是，这些技术仅在可估计符号(也就是说，只要载波环路保持闩锁)时才能应用。

因此，某些接收机包括即使载波检测环路不再运行时也能使接收机跟踪信号(数据信号或导频信号)代码的装置。这种运行模式(通常称为“仅代码”模式)使得在链路预算相对不利的情况下也能够跟踪信号，但不能对导航讯息进行解调。

本发明的目的是消除这些缺陷。这一目的通过提供一种用于解调扩展频谱中传输的无线电导航信号的方法而实现，所述信号包括通过导航讯息调制的数据信道以及未通过导航讯息调制的导频信道，所述数据信道和所述导频信道组合成一个多路复用方案，以对载波进行调制，所述方法包括使所述导频信道的信号和所述数据信道的信号经受解扩处理，以及对解扩数据信号进行解调，以得到所述导航讯息。

根据本发明，用于得到导航讯息的对解扩数据信号的解调是借助于从对导频信道的解扩处理中得到的载波来实现的。

依靠上述方法，就不需要重构载波的相位。因此不再一定需要使用锁相环。这意味着：

-在例如当载波的相位由外部导航系统(例如惯性系统)或内部导航系统(例如使用对扩展码进行测量的卡尔曼滤波器)估计时，解调可按照“仅代码”模式执行；

-接收机可仅包括用于跟踪载波的FLL环路，因此简化了接收机的结构，同时提供了比PLL环路更好的健壮性；

-即使在信号噪声谱密度比低于PLL环路的未闩锁阈值时，也可为“数据擦除”目的而对接收讯息的符号进行估计；

-在数据信道上，消除讯息符号的不定性造成能够使用基于扩展的反正切函数的FLL环路鉴别器。

通常，借助本发明，对导航讯息的解调不再依赖于锁相环(PLL)的跟踪阈值。数据闩锁阈值依赖于延迟锁定环路的跟踪阈值或者依赖于用来消除符号的不定性的技术的使用条件(误码率小于或等于10％)。

根据本发明的一个特征，导频信道和待解调的信号的数据信道可以是时分多路复用的。

作为一种选择，导频信道和待解调的信号的数据信道可以是相位多路复用的。

根据另一种选择，导频信道和待解调的信号的数据信道可以根据ALTBOC方案而得到多路复用。

根据本发明的一个特征，导频信道和待解调的信号的数据信道可根据这样的方案得到多路复用，在所述方案中，所述载波至少包括待解调信号的数据信道和导频信道。

根据本发明的另一个特征，所述解扩处理可通过与载波相位或频率跟踪或估计处理相结合的代码跟踪或估计处理而实现。

优选地，所述载波跟踪处理借助于频率锁定环路来实现，所述代码跟踪处理借助于延迟锁定环路来实现。

根据本发明的一个特征，所述方法应用于GPS-IIF L5、L2C类型的卫星导航信号的解调，或者应用于由伽利略(GALILEO)系统传输的、或由地面站、现代化GLONASS卫星、COMPASS或QZS卫星传输的卫星导航信号的解调。

本发明还涉及一种用于在扩展频谱中传输的无线电导航信号的接收机，所述信号包括通过导航讯息调制的数据信道以及未通过导航讯息调制的导频信道，所述接收机包括解扩和跟踪装置，其包括提供扩展码的扩展码生成器以及用于将所述扩展码应用于所述导频信道和数据信道的信号以得到解扩导频信号和解扩数据信号的装置。

根据本发明，所述接收机包括解调器，所述解调器使用所述解扩导频信号来对所述解扩数据信号进行解调，以得到所述导航讯息。

根据本发明的一个特征，所述接收机包括用于估计或跟踪所述解扩导频信号的频率或相位的装置。

根据本发明的另一个特征，所述接收机包括用于跟踪所述导频信号的频率锁定环路以及驱动所述扩展码生成器的延迟锁定环路。

有利地，所述频率锁定环路包括具有扩展的反正切形式的鉴别器。

根据本发明的另一个特征，所述频率锁定环路包括适合于接收信号的动态的一阶或二阶环路滤波器。

根据本发明的另一个特征，所述频率锁定环路的所述滤波器的输出耦合到所述延迟锁定环路，所述延迟锁定环路包括零阶环路滤波器。

根据本发明的另一个特征，所述延迟锁定环路包括应用于所述导频信号和所述数据信号的鉴别器，所述数据信号用系数进行加权，所述系数取决于所述接收信号的信号噪声谱密度比。

根据本发明的另一个特征，所述频率锁定环路被设计成用来接收来自导航系统的多普勒速度辅助。

下面将参照附图、通过非限定性的实施例对本发明的一个优选实施方案进行描述，在附图中：

图1以框图的形式示例性地示出了本发明的一般性原理；

图2示意性地示出了适合于在波段L5上接收GPSIIF信号的接收机，其应用了本发明的一般性原理；

图3和4详细示出了图2中所示的接收机的一些组件。

设s(t)为在扩展频谱中传输的无线电导航信号，它由导频信号s_p(t)和数据信号s_d(t)的总和构成，导频信号s_p(t)由未调制的载波信号构成，数据信号s_d(t)则由调制载波的导航讯息构成。通常，这种信号s(t)的复包络可表示为：

s(t)＝(s_d(t)+s_p(t))e^jθ(t)                                (1)

其中：

s_p(t)＝c_p(t)×mux_p(t)                    (2)

s_d(t)＝d(t)×c_d(t)×mux_d(t)              (3)

c_p和c_d是分别应用于导频信道和数据信道的扩展码，d是导航讯息的符号，以及mux_p和mux_d是导频信道和数据信道的多路复用函数。

导频和数据信道的多路复用可根据相位和时间来执行，或者可根据ALTBOC或可选的BOC(Binary Offset Carrier，二元偏置载波)方案来执行，或者可根据载波至少包括数据和导频信道的方案来执行。

在相位多路复用的情况下，例如，数据信道是同相的，而导频信道是正交的。然后，函数mux_d(t)和mux_p(t)分别等于1和j(复数表示法)。在占空因数为1(它通过用于提供值为0和1的方波信号h_c(t)的时钟来获得)的时分多路复用的情况下，mux_d(t)和mux_p(t)分别等于h_c(t)和1-h_c(t)。

在用于跟踪这一信号s(t)的电路方面，可以预见到几种架构。可预见到仅跟踪导频信号s_p(t)或数据信号s_d(t)或同时跟踪上述两种信号的架构。在任何情况下，需要通过同相的代码、使用任何适合的解扩装置(例如包括延迟锁定环路(DLL)和相关器)来对接收的导频和数据信号进行解扩。

在讯息的一个符号周期上对代码进行解扩之后，在同相的相关器的输出处的信号可如下表示：

$r_d\left(\mathrm{\&tau;}\right)=R_d\left(\mathrm{\&tau;}\right)\&times;<d\left(t\right)e^{j(\mathrm{\&theta;}\left(t\right)-{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_d\left(t\right))}>---\left(4\right)$

$r_p\left(\mathrm{\&tau;}\right)=R_p\left(\mathrm{\&tau;}\right)\&times;<e^{j(\mathrm{\&theta;}\left(t\right)-{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_p\left(t\right))}>---\left(5\right)$

其中：

-R_p(τ)和R_d(τ)是用于τ的相移的代码自相关函数，

-θ(t)是接收的复信号s(t)的相位，以及

-

和

分别是由载波频率估计装置提供的数据和导频信号的相位估计。

对于载波估计，可使用FLL环路(频率锁定环路)或外部导航装置。

一旦足够精确地得知值(例如，这是相位多路复用或时分多路复用信号的情况)，就可通过计算下列由等式(4)和(5)得到的表达式来估计讯息符号的值：

$r_d\left(\mathrm{\&tau;}\right)\&times;r_p{\left(\mathrm{\&tau;}\right)}^{*}\&times;e^{j({\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_p\left(t\right)-{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_d\left(t\right))}=R_d\left(\mathrm{\&tau;}\right)R_p^{*}\left(\mathrm{\&tau;}\right)\&times;<d\left(t\right)>---\left(6\right)$

其中，标记*表示复共轭运算。

这一表达式在延迟锁定环路保持闩锁(自相关函数R_p和R_d因而具有接近于1的值)时提供了对符号d的估计。

在数据和导频信号是相位多路复用的情况下，信号s(t)则是根据QPSK(Quaternary Phase-Shift Keying-四相移键控)技术调制的信号，同相的信道通过数据信号调制，而正交的信道通过导频信号调制。根据等式(2)和(3)，这样的信号可如下表示：

或者，以复数表示法：

其中，a_p和a_d分别表示导频信道和数据信道的相对功率，d是导航讯息的符号，而P表示信号s(t)的总功率。

图1示出了使用上述原理接收这种导航信号的装置。这一装置包括信号跟踪装置2，其使用适合于处理这种信号的技术，即，例如根据本发明的延迟锁定环路DLL和频率锁定环路FLL。这一装置提供对解扩代码

和

的估计，还根据发射机和接收机的时钟之间的差异而提供对无线电导航信号的接收机和发射机之间的伪距离的估计。该代码估计被提供给混频器3和6的输入，以分别用于对接收的复信号s(t)的分量s_d(t)和s_p(t)进行解扩。混频器3和6的输出处的信号分别被提供给两个低通滤波器4和7(其可由加法器构成)，以得到下列与解扩分量s_d(t)和s_p(t)对应的信号r_d和r_p，

其中，τ是接收信号s(t)和本地复制信号(répliques locales)之间的相移，R是导频和数据代码的相关函数，<d(t)>是导航讯息的符号的估计。后者是通过将复共轭运算8应用于导频信号r_p、然后通过使用混频器5将这一运算的结果乘以数据信号r_d而提取的。乘积r_d×r_p ^*通过借助移相器9进行

旋转而进行相位校正，可选地由低通滤波器10滤波，从而提供导航讯息的符号的估计<d(t)>。

应该注意，根据目前实施的最新规范，波段L5上的GPS-IIF信号是以上描述的信号s(t)的一种特殊情况，其中，a_d＝a_p。

此外，波段L2上的GPS-IIF信号(称为L2C)是其中信号s_d(t)和s_p(t)受到时分多路复用的信号的一个示例。

图2详细地示出了用于接收波段L5上的GPS-IIF信号的接收机的一个示例，该接收机使用如上所述的本发明的原理。

这一接收机包括接收天线12，其连接到用于将接收信号的频率RF转换为中频IF的级13。该级的输出连接到用于去除载波的级，去除载波的级例如包括两个混频器14、15，它们分别在其另一输入上接收由接收机本地产生的载波的虚数和实数部分。已经去除了载波的本地估计频率的接收信号被加载给一组相关器11，该组相关器在其另一输入上接收由代码生成器23产生的六个扩展码和两个诺埃曼-霍夫曼代码的估计值。

一组相关器11在单独的输出上提供十二个信号，包括分别为同相、提前和延迟的三个输出信号的实数部分I和虚数部分Q，以用于包含在接收信号中的各个导频和数据信号。

这十二个信号由积分器/解调器组件16进行处理，积分器/解调器组件16在进行处理之后在输出处将它们恢复并且提供接收的讯息符号的估计

由组件16提供的接收的讯息符号的估计

提供给例如维特比解码器类型的卷积解码器17。这一卷积解码器可使用导航讯息的先验技术来改进解码。

从组件16输出的导频信道的同相信号提供给FLL(频率锁定环路)鉴别器19，同时，从组件16输出的所有十二个信号提供给DLL(延迟锁定环路)鉴别器21。

从组件16输出的同相信号也可提供给噪声估计器18，噪声估计器18提供对接收的信号噪声谱密度比C/N₀的估计，由函数F进行变换的这一比率作为输入被提供给DLL环路鉴别器21。

当由此形成的FLL环路被锁定至接收信号的载波时，来自FLL环路鉴别器的输出信号在被加载到数字控制振荡器(OCN)27(其本地产生对接收信号的载波的估计)的控制输入之前由FLL环路滤波器20进行处理。振荡器27在单独的输出上提供载波的虚数部分(sin)和实数部分(cos)，它们被分别加载至给混频器14、15的输入。

来自DLL环路鉴别器的输出信号还得到DLL环路滤波器22处理。此外，FLL滤波器20的输出还通过具有增益k的放大器26而连接到加法器25的输入，加法器25还在输入处接收来自DLL环路滤波器22的输出信号。

增益k的值被选为与比率R_c/R_p相等，比率R_c/R_p表示代码R_c的频率和载波R_p的频率之间的比例系数。在波段L5上的GPS-IIF信号的情况下，这一比率为1/115。加法器25的输出连接到另一数字控制振荡器(OCN)24的控制输入，数字控制振荡器24的输出信号驱动代码生成器23。

假定DLL环路以FLL环路进行辅助(借助因子k)，则信号的大部分动态(dynamique)由FLL载波环路吸收。因此，DLL环路仅具有非常弱的动态(例如，由于电离层的效应)。DLL环路滤波器22因此可具有零阶，也就是说，其可由具有一定增益的简单放大器而形成。相反地，FLL环路滤波器20具有高阶，通常为一阶或二阶，其适合于要处理的信号的动态。DLL环路滤波器22的增益可进行调节，使得能够适合于要处理的信号的特性(信噪比、剩余动态、本地振荡器27的效应等)。

为了降低接收机的获取和跟踪阈值，还可使用提供多普勒速度(也就是说，无线电导航信号的接收机相对于发射机的相对视向速度)估计的内部或外部导航系统29。这一对多普勒速度的估计被提供给插入FLL滤波器20的输出和振荡器27的输入之间的链路上的加法器28的输入。

更具体地，由代码生成器24进行估计、作为从振荡器24输出的信号的频率的函数的扩展码和诺埃曼-霍夫曼代码包括(以举例的方式)：

-为提前的导频信道而产生的代码E_P，

-为延迟的导频信道而产生的代码L_P，

-为同相的导频信道而产生的代码P_P，

-为提前的数据信道而产生的代码E_D，

-为延迟的数据信道而产生的代码L_D，

-为同相的数据信道而产生的代码P_D，

-用于导频信道的20比特的诺埃曼-霍夫曼代码NH_pilote，

-用于数据信道的10比特的诺埃曼-霍夫曼代码NH_donnee。

在图3中，一组相关器11包括：由1kHz相关器组成的组块31，该组相关器在1ms内执行相干积分，并且从混频器14、15输出的信号提供给该组相关器；以及由100Hz相关器组成的组块32，该组相关器在10ms内执行相干积分，并且来自组块31的输出信号分别提供给该组相关器。

组块31还接收为导频信道产生的扩展码E_P、L_P、P_P以及为数据信道产生的扩展码E_D、L_D、P_D，而组块32接收分别为导频信道和数据信道产生的诺埃曼-霍夫曼代码NH_pilote和NH_donnee。

相关器的各个组块31、32包括十二个信道以及各自的加法器36¹到36¹²和38¹到38¹²，每个信道包括分别连接到混频器35¹到35¹²和37¹到37¹²的输入的组块的各个输入。加法器的输入连接到信道的混频器的输出，加法器的输出形成组块的各个输出。混频器35¹到35¹²和38¹到38¹²的另一输入接收各自的扩展码或诺埃曼-霍夫曼代码。

在1kHz相关器的第一组块31中，混频器35¹到35¹²成对地分组在一起，每一组分别接收相同的扩展码以及从分别来自混频器14、15的实数信号和虚数信号输出。

因此，在相关器的第一组块31中，混频器对35¹和35²接收扩展码E_P，混频器对35³和35⁴接收扩展码L_P，混频器对35⁵和35⁶接收扩展码P_P，混频器对35⁷和35⁸接收扩展码P_D，混频器对35⁹和35¹⁰接收扩展码E_D，混频器对35¹¹和35¹²接收扩展码L_D。

第二组块32的前六个混频器37¹到37⁶在输入处接收导频信道的诺埃曼-霍夫曼代码NH_pilote，同时，第二组块32的另外六个混频器37⁷到37¹²在输入处接收数据信道的诺埃曼-霍夫曼代码NH_donnee。

第二组块32的输出提供分别表示为I_PE ¹、Q_PE ¹、I_PL ¹、Q_PL ¹、I_PP ¹、Q_PP ¹、I_DP ¹、Q_DP ¹、I_DE ¹、Q_DE ¹、I_DL ¹、Q_DL ¹的信号，它们被提供给在图4中更为具体地示出的积分器/解调器组件16的各个输入。

在所述附图中，组件16包括一个解调器组块41和两个积分器组块42、43(其每一个分别包括六个加法器49¹到49⁶和49⁷到49¹²，它们分别接收从相关器组11输出的信号)，所述积分器组块多达20ms或更长时间地跟踪由相关器组11执行的相干积分。

因此，从相关器组11输出的信号I_PE ¹、Q_PE ¹、I_PL ¹、Q_PL ¹、I_PP ¹和Q_PP ¹被提供给加法器49¹到49⁶组块42(对于该组块的每个输入信号具有一个加法器)，这些加法器分别产生与导频信道相关的信号I_PE、Q_PE、I_PL、Q_PL、I_PP和Q_PP。从相关器组11输出的信号I_DP ¹、Q_DP ¹、I_DE ¹、Q_DE ¹、I_DL ¹、Q_DL ¹通过各混频器48¹到48⁶分别提供给组块43的加法器49⁷到49¹²，这些加法器分别产生与数据信道相关的信号I_DP、Q_DP、I_DE、Q_DE、I_DL和Q_DL。

在解调器组块41中，信号I_PP ¹和I_DP ¹被加载给一个混频器45，而信号Q_PP ¹和Q_DP ¹则被加载给另一个混频器44。两个混频器44、45的输出在加法器46中加在一起，从而产生接收讯息的符号d的估计

因此，我们得到：

$\hat{d}=I_{\mathrm{PP}}^1\&times;I_{\mathrm{DP}}^1+Q_{\mathrm{PP}}^1\&times;Q_{\mathrm{DP}}^1---\left(11\right)$

混频器48¹到48⁶的另一输入接收对接收讯息的符号d的估计

该估计

经过增益为k’(其作为例如接收信号的信噪比的估计的函数来选择，k’越小，信噪比越低)的放大器47的处理。因此，提供给接收的符号的估计

的比例因子k’使得可相对于导频信道而对数据信道加权，以优化接收机的所需性能。

可通过能够判定接收讯息符号的正负号(signe)的阈值比较器50对接收讯息的符号d的估计信号

进行处理，此阈值比较器可设置在放大器47的上游或下游。

来自组件16的信号输出表示：

-I_PE相位提前的导频信号的实数部分，

-Q_PE相位提前的导频信号的虚数部分，

-I_PL相位延迟的导频信号的实数部分，

-Q_PL相位延迟的导频信号的虚数部分，

-I_PP同相的导频信号的实数部分，

-Q_PP同相的导频信号的虚数部分，

-I_DP同相的数据信号的实数部分，

-Q_DP同相的数据信号的虚数部分，

-I_DE相位提前的数据信号的实数部分，

-Q_DE相位提前的数据信号的虚数部分，

-I_DL相位延迟的数据信号的实数部分，以及

-Q_DL相位延迟的数据信号的虚数部分。

根据本发明，刚刚已经描述的接收机的跟踪装置仅使用导频信道。FLL载波环路的鉴别器19可用如下表达式表示：

$\mathrm{ATAN}2\left(\frac{I_{\mathrm{PP}}\left(n\right)Q_{\mathrm{PP}}(n-1)+I_{\mathrm{PP}}(n-1)Q_{\mathrm{PP}}\left(n\right)}{I_{\mathrm{PP}}\left(n\right)I_{\mathrm{PP}}(n-1)+Q_{\mathrm{PP}}\left(n\right)Q_{\mathrm{PP}}(n-1)}\right)---\left(12\right)$

其中：

ATAN2()表示扩展的反正切函数，提供了]-π，+π[范围内的结果，X(n-1)and X(n)表示两个连续瞬时n-1和n处的信号X的值，也就是说，在相关器的组块42、43的输出处的两个连续信号采样。这两个连续信号采样通过由组块42、43的相关器执行的积分的持续时间(20ms或更长)而被分开。

相反地，延迟锁定环路DLL的鉴别器21既使用数据信道又使用导频信道。它可用以下的表达式表示：

D_P+F(C/N₀)·D_D                            (13)

其中：

$D_P=(2-\mathrm{Cs})\&CenterDot;\frac{(I_{\mathrm{PE}}-I_{\mathrm{PL}})\&CenterDot;I_{\mathrm{PP}}+(Q_{\mathrm{PE}}-Q_{\mathrm{PL}})\&CenterDot;Q_{\mathrm{PP}}}{(I_{\mathrm{PE}}+I_{\mathrm{PL}})\&CenterDot;I_{\mathrm{PP}}+(Q_{\mathrm{PE}}+Q_{\mathrm{PL}})\&CenterDot;Q_{\mathrm{PP}}}---\left(14\right)$

以及

$D_D=(2-\mathrm{Cs})\&CenterDot;\frac{(I_{\mathrm{DE}}-I_{\mathrm{DL}})\&CenterDot;I_{\mathrm{DP}}+(Q_{\mathrm{DE}}-Q_{\mathrm{DL}})\&CenterDot;Q_{\mathrm{DP}}}{(I_{\mathrm{DE}}+I_{\mathrm{DL}})\&CenterDot;I_{\mathrm{DP}}+(Q_{\mathrm{DE}}+Q_{\mathrm{DL}})\&CenterDot;Q_{\mathrm{DP}}}---\left(15\right)$

并且，Cs表示以提前和延迟的相位之间的片(chips)数表示的相移(在例如I_PE和I_PL的索引E的信号和索引L的信号之间的相移)。Cs通常以2的负幂来表示，例如2^-1或2^-2。

在公式(13)中，应用于数据信道的鉴别器D_D以系数F(C/N₀)加权，系数F(C/N₀)取决于由函数18确定的比率C/N₀。因此，当信号噪声谱密度比C/N₀较大时，加权系数接近于1，而当这一比率减小时，系数F(C/N₀)趋向于0。

在刚刚已经描述的接收机中，载波频率和代码是通过闭环跟踪装置(FLL环路和DLL环路)而得到的。作为一种选择，也可使用开环装置，其中从鉴别器19和21输出的误差信号仅被用于估计载波和代码相位或频率的装置进行周期性地使用(而不是如同闭环跟踪装置那样连续地使用)。

Claims (16)

1.一种用于解调传输于扩展频谱中的无线电导航信号(s(t))的方法，所述信号包括通过导航讯息调制的数据信道以及未通过导航讯息调制的导频信道，所述数据信道和所述导频信道组合成一个多路复用方案以对载波进行调制，所述方法包括使所述导频信道的信号和所述数据信道的信号经受解扩处理，以及对解扩数据信号(r_d)进行解调以得到导航讯息(<d(t)>)，其特征在于，所述用于得到导航讯息(<d(t)>)的对解扩数据信号(r_d)的解调是借助于从对所述导频信道的解扩处理中得到的载波(r_p)来实现的。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述导频信道和待解调的信号的所述数据信道是时分多路复用的。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述导频信道和待解调的信号的所述数据信道是相位多路复用的。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述导频信道和待解调的信号的所述数据信道是根据ALTBOC方案进行多路复用的。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述导频信道和待解调的信号的所述数据信道是根据这样的方案进行多路复用的，在所述方案中，所述载波至少包括待解调信号的数据信道和导频信道。

6.如权利要求1到5中的任意一项所述的方法，其特征在于，所述解扩处理通过与载波相位或频率跟踪或估计处理相结合的代码跟踪或估计处理而实现。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述载波跟踪处理借助于频率锁定环路(FLL)来实现，所述代码跟踪处理借助于延迟锁定环路(DLL)来实现。

8.如权利要求1到5中的任意一项所述的方法，其特征在于，所述方法应用于GPS-IIF L5、L2C类型的卫星导航信号的解调，或应用于由伽利略系统传输的、或由地面站、现代化GLONASS卫星、COMPASS或QZS卫星传输的卫星导航信号的解调。

9.一种用于传输于扩展频谱中的无线电导航信号的接收机，所述信号包括通过导航讯息调制的数据信道以及未通过导航讯息调制的导频信道，所述接收机包括解扩和跟踪装置，其包括提供扩展码(E_P、L_P、P_P、E_D、L_D、P_D、NH_donnee、NH_pilote)的扩展码生成器(23)以及用于将所述扩展码应用于所述导频信道和数据信道的信号以得到解扩导频信号和解扩数据信号的装置(35¹到35¹²和37¹到37¹²)，其特征在于，所述接收机包括解调器，所述解调器使用所述解扩导频信号来对所述解扩数据信号进行解调，以得到所述导航讯息(d)。

10.如权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述接收机包括用于估计或跟踪所述解扩导频信号的频率或相位的装置。

11.如权利要求10所述的接收机，其特征在于，所述接收机包括用于跟踪所述导频信号的频率锁定环路(FLL)以及驱动所述扩展码生成器(23)的延迟锁定环路(DLL)。

12.如权利要求11所述的接收机，其特征在于，所述频率锁定环路(FLL)包括具有扩展的反正切形式的鉴别器(19)。

13.如权利要求11或12所述的接收机，其特征在于，所述频率锁定环路(FLL)包括适合于接收信号的动态的一阶或二阶环路滤波器(20)。

14.如权利要求11或12所述的接收机，其特征在于，所述频率锁定环路(FLL)的所述滤波器(20)的输出耦合到所述延迟锁定环路(DLL)，所述延迟锁定环路包括零阶环路滤波器(22)。

15.如权利要求11或12所述的接收机，其特征在于，所述延迟锁定环路(DLL)包括应用于所述导频信号和所述数据信号的鉴别器(21)，所述数据信号用系数进行加权，所述系数取决于所述接收信号的信号噪声谱密度比(C/N₀)。

16.如权利要求11或12所述的接收机，其特征在于，所述频率锁定环路(FLL)设计用来接收来自导航系统(29)的多普勒速度辅助。

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