CN101568852B - 用于接收boc调制无线电导航信号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于接收无线电导航信号的接收机和方法，所述无线电导航信号由频率为f_p的载波、频率为f_sp的子载波以及频率为f_c的伪随机码进行调制，其中将所述无线电信号转换成双向基带I、Q，其特征在于K个修改的伪随机码由修改码发生器在本地生成，其中K＝α·f_sp/f_c，α为预定整数，每个修改码在时长T_k内具有伪随机码的形状，所述伪随机码的形状不具有子载波，其中T_k＝1/α·f_sp，并且每个修改码在时间上与在前的修改的伪随机码偏移时长T_k；在两个方向上，将所述信号乘以所述K个修改码，并由本地生成的两个同相和正交子载波进行相位相关和正交相关。

Description

用于接收BOC调制无线电导航信号的方法和设备

本发明涉及用于接收调制的无线电导航信号的方法和设备，该无线电导航信号由导航系统的卫星发射，用来支持对接收设备在该系统特定参考系中的位置进行自主确定。

当前可用的无线电导航系统主要有美国系统-GPS(全球定位系统)，俄罗斯系统-GLONASS(全球定轨导航卫星系统)以及由中地球轨道中的30个卫星构成新的欧洲GALILEO系统。

对这种系统中接收终端(在文中称为“接收机”)的定位是基于对于该接收机与该系统的若干个卫星之间距离(对于三维定位至少三个距离，实际使用四个距离，以消除系统和接收机之间的时钟漂移有关的不确定性)的了解，该距离称为伪距离。每个伪距离根据卫星的位置以及根据具有其自身时钟的卫星与接收机之间信号传播时间的测量而得出。

对于每个系统，卫星的位置基于与独立于接收机的地面站网络来确定。这些位置由卫星自己发送给接收机。因此，每个接收机能够计算该接收到的信号相当卫星时钟的延迟，卫星的时钟都是同步的。每个接收机相应地可以根据对这些延迟的测量以及对卫星的位置的了解来推断出相应的伪距离。定位的精确度因此与对这些延迟的测量精确度直接相关。

通常，采用高频f_c定时的伪随机二进制序列以较低的常规速率来对二进制数据进行调制来构建这些信号，所述二进制数据对应于接收机计算位置所需的信息(卫星标识、时间参考、电离层修正、星历或天文表等)。然后采用频率为f_p的发射载波进行调制将这些信号变换到发射频段。

这样，通过借助于本地生成的载波将接收机所接收的信号进行第一解调以将信号变换到基带，以及借助于本地生成的伪随机序列进行第二解调，接收机能够提取包含在接收信号中的数据。延迟的测量值根据伪随机序列延迟的测量值以及载波延迟的测量值来推出。

进一步，具体而言，为了使GPS和GALILEO系统能够在名为频带E2-L1-E1[1559MHz到1591MHz]的已知频带内共存的目的，其中GALILEO系统可用的仅有频带包含频带L1两侧的4MHz的两个频带，其已被GPS系统占用，有必要定义一种特别的调制，称为BOC(二进制偏移载波)，其具有的显著特征是包括相对频带L1的中心频率(1575.42MHz)对称地偏移的至少两个主瓣的频谱。

另一方面，GPS系统的名为代码M(或M码)的新军用信号在频带L1[1563MHz至1587MHz]和频带L2[1215MHz至1237MHz]上使用BOC调制。

GALILEO系统还提供了E6频带[1260MHz到1300MHz]内的BOC调制信号的传输。

除了前面描述的伪随机二进制序列以外，构建这种BOC信号还使用频率f_sp的方波子载波。BOC信号通常写为BOC(m，n)，其中m定义了该BOC信号的子载波的频率f_sp与在频带L1上发射的GPS信号的伪随机二进制序列的频率(该频率为1023MHz)的整数比，n定义了该BOC信号的伪随机二进制序列的频率f_c与在频带L1上发射的GPS信号的伪随机二进制序列的频率(该频率为1023MHz)的整数比。具体而言，这些参数能够将BOC信号与在频带L1上发射的GPS信号进行比较。另外，由于BOC信号中心频率是频带L1的中心频率，所以很容易实现GPS和GALILEO双模接收机。

存在用于接收这种BOC信号的各种方法和设备。通常，BOC信号的接收机包括第一模块(下文中称为射频模块)其适于支持将接收的模拟信号进行数字化，以及第二模块(下文中称为数字模块)，其适用于对数字信号进行解调以从中提取卫星发送的信息以及对各种延迟的计算。

例如，FR 2 848 743描述了用于处理BOC信号的方法，包括处理模拟信号的第一步骤，包括通过将输入信号乘以cos(ω·t)类型的模拟信号对信号的两个主瓣相互之间进行频率转换，使得通过不消耗大量能量的采样对信号进行数字化，以及第二处理步骤，包括通过将信号与载波、子载波和本地生成的码进行相关来对以上述方式进行数字化的信号进行解调。

这种对BOC信号进行解调的一般技术的缺点是使用资源进行大量积分，使得消耗大量的能量。因此，必须定期对实现该方法的接收机重新供应能量，从而限制了其自主性。

FR 2 853 967描述了捕获BOC类型的无线电导航信号的方法，该捕获由接收机执行，所述接收机包括用于在所接收信号和本地生成的与所接收信号同相的载波之间进行同相相关计算、在所接收信号和本地生成的与接收信号正交的载波之间进行正交相关计算的通道，以及，用于在载波相关通道的输出信号和本地生成的两个子载波之间进行同相的和正交的相关计算的通道，以及对本地生成的码进行相关计算的通道。

这种处理的缺点一直在于过多的能量消耗，为了确保对信号进行解调的目的需要消耗能量。具体而言，在追踪阶段中，相关通道需要8个积分器。积分操作需要很多能量资源。

本发明的目的是提供用于接收BOC类型的无线电导航信号的、消耗少量计算资源和能量资源的方法和设备。

具体而言，本发明的目的是提供用于接收BOC信号的方法和设备，其中，对信号进行解调比现有技术的方法和设备中对信号进行的解调消耗较少的能量。

本发明的目的还在于提供用于接收BOC信号的方法和设备，其中，对信号的解调过程是快速的。

本发明的目的还在于提供用于接收BOC信号的方法，其能够同样地支持对信号的捕获与追踪。

本发明的目的还在于提供用于接收BOC信号的方法，其能够支持对采用弱的或提高的子载波的信号进行解调。

本发明的目的还在于提供用于接收包括两个不同子载波的BOC信号的方法和设备。

为了完成这一点，本发明涉及用于接收无线电复合导航信号的方法，所述无线电复合导航信号包括至少一个信号(称为BOC信号)，使用频率为f_p的载波、频率为f_sp的子载波以及频率为f_c的伪随机码对所述信号进行调制，在所述方法中：

-将所述无线电信号转换到中频并对其进行数字化，

-采用同相的和正交的两个本地载波与所述数字化信号进行同相相关和正交相关，以提供包括信道I和信道Q的基带信号，所述同相的和正交的两个本地载波由数字控制的本地载波振荡器所生成，所述信道Q正交于信道I，其特征在于：

-由修改码数字发生器在本地生成连续伪随机码，所述连续伪随机码称为修改码，所述连续伪随机码的数目为K，其中K＝α·f_sp/f_c，α为预定整数，每个修改码在时间跨度T_k内出现，其中T_k＝1/α·f_sp，所述伪随机码的形式不具有子载波，两个连续修改码在时间上偏移时长T_k，

-在每个信道上将所述基带信号乘以所述K个修改伪随机码，

-在每个信道上将所述K个结果信号在预定时间期间上进行积分，

-在每个信道上将所述K个积分结果在时间上进行交织，

-在每个信道上，采用本地生成的同相的和正交的两个子载波与上述步骤生成的信号进行同相相关和正交相关，

-在每个信道上，对所述子载波相关信道的输出信号在预定时间期间上进行积分。

根据本发明的方法代替了大多数BOC调制的无线电导航信号接收机所使用的方法，所述方法包括下述步骤：对于信道I和信道Q中的每一个，采用本地生成的伪随机码对所接收信号进行相关，其中伪随机码的子载波为同相的以及正交的；生成修改码的步骤使得能够在采用本地生成的同相的和正交的两个子载波对结果信号进行相关的步骤以前，采用修改码所接收信号进行相关。

该方法能够减少用来确保对所接收BOC信号进行解调所需要的积分次数。具体而言，产生了K个修改码(其中K＝α·f_sp/f_c，α为预定整数)，使得能够将对包括载波、子载波和伪随机码的BOC信号进行的解调，简化为对包括载波和子载波的信号进行解调。换言之，现有技术中对编码进行解调的步骤被替换为生成修改码的步骤，该步骤连接到对子载波进行解调的步骤。从而消除了现有技术中对码进行相关的步骤，这减少了对BOC信号进行解调所需的积分次数。

因此，根据本发明的方法比现有技术的方法消耗的能量资源较少。

每个修改码在时间跨度T_k内出现，其中T_k＝1/α·f_sp，编码形式不具有子载波，并与其后修改码在时间上偏移时长T_k。这表示，这样生成的K个修改码的和代表在时长为1/f_c的时间跨度上不具有子载波的编码。

根据本发明的一个实施例，由K个修改码对基带信号进行相关以及将结果信号在预定期间上进行积分可通过将生成第一修改码乘以基带信号后发送给第一积分块来完成。然后将第一修改码发送给时长为T_k的触发器，以实现将该编码进行时长为T_k的时间偏移，以生成第二修改码。将该第二修改码乘以基带信号并发送给第二积分块。该操作可进行重复，直到生成最后修改码以及对最后的结果信号进行积分。

根据实施例的变型，修改码发生器可以由伪随机码发生器来代替，该伪随机码发生器与适于采用K个积分块实现顺序链路的模块相关联。

根据本发明的方法通过确保对信号进行数字化以及对数字化的信号进行解调来支持接收无线电导航信号。

通常，无线电导航信号的接收包括第一处理，称为信号捕获处理，以及第二处理，称为信号追踪处理。

根据本发明并有益地，根据本发明的方法包括下列步骤：

-基于信道输出信号来计算对能量的估计，

-基于所述信道输出信号的积分来计算对载波相位的估计。

这两个步骤使得能够在信号捕获处理过程中基于对能量的估计和对载波相位的修正来估计伪随机码的延迟。

一旦实现了对编码延迟的估计和子载波相位的估计，根据本发明的方法可适于确保信号追踪处理。

根据本发明并有益地，在追踪阶段中：

-基于信道输出信号来计算载波相位估计，

-基于信道输出信号来计算子载波相位估计，

-如果所估计的能量随时间而减少，则对载波相位和编码延迟进行修正，

-对BOC信号传输的导航数据进行解调。

根据本发明的方法支持信号捕获以及信号追踪。通过使对能量资源的依赖最小化、以及限制对信号进行解调所需的积分次数来进行这两个处理操作。

可采用任何已知方法来对信号能量进行估计。

虽然如此，根据本发明并有益地，通过计算每个信道输出信号的平方和来对能量进行估计。

可采用任何已知方法来对子载波相位进行估计。

虽然如此，根据本发明并有益地，采用反正切类型的估计器来对子载波相位进行估计。

根据本发明的方法包括生成K个修改的伪随机码的步骤，其中K＝α·f_sp/f_c。K表示子载波在伪随机码片段上执行的划分。因此，整数α的值依赖于子载波形状，特别是子载波的符号。根据本发明的方法支持对任意BOC信号进行处理，无论子载波在伪随机码片段上执行何种划分。

一般地，BOC调制信号的子载波存在两个级别。整数α的值依赖于子载波的级数。在给定情形下，对于具有两个级别的子载波，整数α的值必然是4的倍数。

因此，根据本发明并有益地，整数α的值固定为4。

虽然如此，对于存在更多数量级别的子载波，整数α的值固定为该子载波级别数量的倍数。

根据本发明的方法支持采用一个信道来接收BOC信号，以及支持采用两个信道来接收BOC信号，具体而言，该两个信道为导频信道和数据信道。为了完成这一点，根据本发明的方法包括下述步骤：生成用于导频信道的修改的伪随机码，以及生成用于数据信道的修改的伪随机码。在每个信道(即，导频信道和数据信道)上的所有其它步骤都与前文所描述的相似。

本发明扩展到复合无线电导航信号接收机，所述复合无线电导航信号包括由载波、方波子载波和伪随机码进行调制的至少一个信号。

为了完成这一点，本发明还涉及复合无线电导航信号的接收机，所述复合无线电导航信号包括至少一个信号，称为BOC信号，该信号由频率为f_p的载波、频率为f_sp的子载波以及频率为f_c的伪随机码进行调制，所述接收机包括：

-用于在所述BOC信号与本地载波振荡器生成的同相的和正交的两个本地载波之间进行残余载波的同相相关和正交相关的电路，其用于提供包括信道I和信道Q的基带信号，所述信道Q正交于所述信道I，

其特征在于，所述接收机包括：

-K个伪随机码的数字发生器，所述K个伪随机码称为修改码，其中K＝α·f_sp/f_c，α为预定整数，每个修改码在时间跨度T_k内出现，其中T_k＝1/α·f_sp，所述伪随机码的形式不具有子载波，并与先前的修改的伪随机码在时间上偏移时长T_k，

-用于在所述基带信号与所述K个修改的伪随机码之间进行同相相关和正交相关的电路，

-在所述结果信号与本地生成的同相的和正交的两个子载波之间进行同相相关和正交相关的电路。

有益地，根据本发明的接收机包括载波相位估计器、子载波相位估计器和能量估计器。

有益地，根据本发明的接收机包括反正切类型的子载波相位估计器。

有益地，根据本发明的方法在根据本发明的接收机中实现并由其实施。

本发明还涉及用于接收无线电导航信号的方法以及无线电导航信号接收机，其特征在于前文或下文所描述的多个特征的全部或部分的组合。

根据下面的详细说明，本发明其它特征、目标和优势将变得明显，该详细说明通过非限制性实例参照附图给出了本发明实施例；附图中：

-图1是根据本发明的无线电导航信号接收机的示意图，

-图2是BOC信号的调制信号、结果BOC信号的调制信号以及根据本发明所生成的修改的伪随机码的调制信号的示意图，

-图3是根据本发明实施例的接收机射频模块的示意图，其适于将所接收的无线电信号转换成数字基带信号，

-图4是根据本发明实施例的接收机的数字模块的示意图，

-图5是根据本发明实施例的、追踪阶段中的接收机的数字模块的示意图。

图1中示出的接收机包括天线1，其适于从卫星接收无线电信号，射频模块2，其适于对所接收无线电信号进行编辑，以便由数字模块4对其进行处理。射频模块2对接收到的信号执行已知的放大、滤波以及频谱转换功能。射频模块2与数字化模块3相关联，该数字化模块3适于在射频模块2的输出端对信号进行采样。将该数字信号发送到数字模块4的同相信道和正交信道上。数字模块4对信号和数据执行解扩功能。该模块4还可以执行使升高的子载波的信号的波瓣更为接近的操作。数字模块4能够向至少三个输出40、41、42分别提供所接收信号传输的数据、对载波相位的估计以及对延迟的估计。

数字模块4通过将输入信号与本地生成的参考信号进行相关来实现数据信号的解扩。该操作要求进行本地生成的参考信号的时间和载波相位/本地参考误差的估计的时间相互对齐。

根据BOC调制进行调制的信号包括频率为f_p的载波、频率为f_sp的子载波以及频率为f_c的伪随机码。

图2e示出了根据BOC调制的无线电导航信号。例如，通过图2a中示出的伪随机码、图2b中示出的子载波和图2d中示出的载波来获得所述信号。

图2c是具有子载波的伪随机码的图示。根据该实施例，比例m/n等于1，修改的伪随机码数目等于4。

对根据这种BOC调制进行调制的信号的接收包括下列步骤：对所接收信号进行数字化以给出数字信号(称为基带信号)的步骤，以及对数字化信号进行解调的步骤。

对信号进行数字化包括以采样频率f_e对信号进行采样的步骤。已知为了遵守香农-奈奎斯特准则而避免频谱混叠，采样频率必须大于或等于信号频谱的带宽。由于BOC信号的频谱具有宽的频带，遵守该准则意味着要提高频率f_e，意味着对信号进行采样将消耗大量能量。因此，根据本发明的优选实施例，信号的数字化在对BOC信号的波瓣进行相互转换的步骤之后进行，以便减小频带，从而能够降低相关处理操作的频率，并因此减少能耗。

可由图3示出的用于对信号进行数字化的射频模块来实现信号的数字化的这些步骤。

在接收天线1的输出端，优选地由带通滤波器31来实现对信号的带通滤波，以消除接收频带以外的噪声或干扰。该带通滤波器31可采用任何已知方法来实现，例如由陶瓷滤波器来实现。如图3所示，优选地由低噪声放大器32对结果信号进行放大。

根据有益的实施例，由本地振荡器对结果信号进行倍乘，以便在进行数字化以前下降回中频f_IF。为了实现这一点，采用乘法器33将放大器32输出端的信号与本地振荡器43提供的cos(2π(f_p-f_IF)·t)形式的信号进行相乘，该乘法器33适于将放大的信号乘以所生成信号。

优选地采用带通滤波器34对结果信号进行滤波，带通滤波器34可以是任何类型的带通滤波器。

然后，由模数转换器36对结果信号进行数字化。

在第一信道(称为信道I)上，采用乘法器41将结果信号与数字控制的振荡器40所生成的cos(2π·f_IF·t)形式的信号进行相乘，该乘法器41适于将数字化信号乘以所生成的信号。在第二信道(称为信道Q)上，采用乘法器41’将同一个信号与数字控制的振荡器40所生成的sin(2π·f_IF·t)形式的信号进行相乘，该乘法器41’适于将数字化信号乘以所生成的信号。

在信道I和信道Q上，由低通滤波器39或带通滤波器39’对结果信号进行滤波。这些滤波器39、39’可以是任何类型。

如果将子载波升高，可以以可选方式使用cos²(π·ω·t)形式的信号以降低处理操作的频率。

因此，根据本发明的该实施例，在每个信道上，将结果信号与cos²(π·ω·t)形式的信号相乘，ω依赖于子载波的频率、伪随机码的时钟脉冲以及采样频率。例如，由数字振荡器37来生成该信号。由分别位于信道I和信道Q上的两个乘法器35、35’来将滤波器39、39’输出端的信号与数字振荡器37所生成的信号进行相乘。

根据本发明该实施例，在每个信道上，由分别位于信道I和信道Q上的带通滤波器38、38’对信号再次进行滤波。

这样，信号已准备就绪来进行解调。

在以定位接收机为目的对BOC信号进行接收的情形下，对信号进行解调是为了基于卫星发射编码的时间与接收机接收编码的时间之间的时间差来对传播延迟进行测量。

另外，接收机接收的、由运动中的卫星所发射的无线电信号受多普勒效应的影响，其影响对接收机是未知的。

因此，通过将所接收BOC信号与接收机附近生成的载波、子载波和编码进行相关来实现对信号的解调。对在接收机附近生成的子载波和编码进行初始化，以先验地示出延迟和未知的多普勒效应。

在第一阶段(捕获阶段)中，计算所接收信号与本地生成的信号之间的自相关函数的能量，以搜索最大值。能量最大值代表所接收信号与生成信号之间的最小相位偏移。最小相位偏移指示用于能量计算的延迟和多普勒效应的数值接近于实际值。

然后，在第二阶段(称为追踪阶段)中对这些数值进行细化。

如图4中所示，数字化信号是包括信道I和信道Q的复信号。

由根据本发明的接收机来执行以及在其中实现根据本发明的方法，所述方法包括第一步骤，其中，在信道I和信道Q上将数字化信号乘以相应的同相信号和正交信号，由载波发生器来生成位于残余载波的频率f_Pres上的所述同相信号和正交信号。

如图4中所示，根据本发明一个实施例的、用于实现该步骤的接收机可以包括：乘法器7，其适于将信道I的基带信号与cos(2π·f_Pres·t)形式的信号相乘；乘法器7’，其适于将信道Q的基带信号与同一个信号相乘；乘法器8，其适于将信道I的基带信号与sin(2π·f_Pres·t)形式的信号相乘；以及乘法器8’，其适于将信道Q的基带信号与同一个信号相乘。

由数字控制的振荡器采用已知的方式生成cos(2π·f_Pres·t)和sin(2π·f_Pres·t)形式的信号。

在信道I上，根据该实施例的接收机包括求和积分器9，其适于对乘法器7和8’的输出端的信号进行求和。在信道Q上，根据该实施例的接收机包括求和积分器9’，用于对乘法器7’和8的输出端的信号进行求和。

由根据本发明的接收机来执行以及在其中实现根据本发明的方法，所述方法还包括：生成K个修改码的步骤，其中K＝α·f_sp/f_c，α为预定整数。K表示频率为f_sp的子载波在频率为f_c的伪随机码片段上执行的划分。

如图2a到图2i所示，根据一个实施例，子载波的频率等于伪随机码的频率。另外，子载波存在两个级别。根据有益的实施例，整数α固定在4，使得根据本发明的修改码发生器支持生成4个修改的伪随机码。每个编码在时间跨度T_k内出现，其中T_k＝1/4·f_sp，为不具有子载波的伪随机码的符号。换言之，每个编码的形式是时长T_k中的时隙。两个一组地将多个修改的伪随机码的时隙在时间上相继地进行偏移值为T_k的偏移。

图2f到图2i给出了以这种方法生成的四个修改的伪随机码。

由修改码发生器23来生成K个修改码。该发生器23适于发射时长为T_k的时隙，其两个一组地以时长T_k连续地隔开。

在信道I和信道Q上，采用相应的乘法器10、10’将求和积分器9和9’的输出端的信号与上述K个修改的伪随机码相乘。

在信道I和信道Q上，这些在各个时刻获得的乘法结果由求和元件11、11’进行求和。

在信道I和信道Q上，在求和元件11、11’的输出端得到的K个结果由交织设备12、12’在时间上进行交织，以在这些交织设备的输出端提供单个信号。

在下列步骤中，在每个信道上并行地进行两个操作，一方面，将包括K个元素的向量乘以

类型的信号，其在接收机生成的伪随机码的前沿同步，另一方面，将包括K个元素的向量乘以

类型的正交信号，其在接收机生成的伪随机码的前沿同步。在信道I上由乘法器13、14来执行这些乘法运算，以及在信道Q由乘法器13’、14’来执行这些乘法运算。

下述步骤包括由求和单元15、16、15’、16’对每个信道上的K个元素进行求和。

这样，最后步骤支持在四个信道I_I、I_Q、Q_I、Q_Q上生成信号。在下文中，将在每个信道I_I、I_Q、Q_I、Q_Q上的信号记为I_I、I_Q、Q_I、Q_Q。

在捕获阶段期间，根据本发明的接收机使用这四个输出来估计延迟和多普勒频率，还对编码环和载波环进行初始化。

根据本发明的接收机包括模块18，用于估计能量。用于估计能量的模块18适于根据关系E＝∑(I_I ²+I_Q ²+Q_I ²+Q_Q ²)来计算能量E。

估计模块18对能量进行的估计使得能够确定已经进行的追踪是在自相关函数的主峰进行的还是在次峰上进行的。具体而言，能量的减少表示在次峰上进行追踪。在这种情况下，用于修正相位和延迟的模块20适于对编码延迟的估计进行修正以及对载波相位的估计进行修正。

修正模块20适于提供载波相位和编码延迟，在图4和5分别由方框模块22和方框模块21示意性地进行表示。根据有益的实施例，该载波相位和该编码延迟可以分别以已知的方式，由环路滤波器52针对载波进行滤波，已经由环路滤波器51针对编码进行滤波。

通过使用反正切类型的函数来对载波相位进行估计。根据本发明的接收机包括用于估计载波相位的模块17。所述用于估计载波相位的模块17适于根据关系来进行相位估计。根据本发明另一个实施例，可以采用其它等价手段来进行载波相位估计。

在追踪阶段，除了用于估计载波相位的模块17和用于估计能量的模块18以外，还使用用于估计子载波相位的模块19来支持对编码的追踪。根据本发明，子载波相位与编码延迟是成比例的。基于(I_I，I_Q)对、(Q_I，Q_Q)对中的至少一个对来进行子载波的估计。在图5中，单独地基于(I_I，I_Q)对来实现用于估计子载波相位的模块19。

所述用于估计载波相位的模块17还能够确保对BOC信号传输的导航数据进行解调。由图5中参考标号53示意性地表示所述解调的数据。

以已知的方式，根据本发明的接收机可以包括适于实现前文所述各种模块功能的电子电路。具体而言，可以通过集成电路、模拟电路、软件模块或者是软件模块和电子电路的组合来实现所述功能。

根据本发明的方法以及根据本发明的接收机支持对包括弱的子载波或升高的子载波的BOC信号的接收。

根据本发明的方法和接收机支持对包括一个或多个BOC信号的复合无线电导航信号的接收。

根据本发明的方法和接收机特别适合于、并且旨在对GALILEO和GPS系统所传输的信号进行接收。

根据本发明的方法和接收机支持接收无线电信号，特别地是无线电导航信号，其比现有技术的方法和接收机需要更少的能量资源。

Claims (16)

1.一种用于接收复合无线电导航信号的方法，所述复合无线电导航信号包括至少一个信号，该至少一个信号称为二进制偏移载波信号，即BOC信号，该BOC信号由频率为f_p的载波、频率为f_sp的方波子载波以及频率为f_c的伪随机码进行调制，频率f_c低于频率f_sp，其中，

-将所述无线电导航信号转换到中频并对其进行数字化，

-采用同相的和正交的两个本地载波对所数字化的信号进行同相相关和正交相关，以提供包括信道I和信道Q的基带信号，所述同相的和正交的两个本地载波由数字控制的本地载波振荡器(40)生成，所述信道Q正交于所述信道I，

其中：

-由修改码数字发生器(23)在本地生成连续的伪随机码，所述伪随机码称为修改码，所述连续的伪随机码的数目为K，其中K＝α·f_sp/f_c，α为预定整数，该预定整数固定为所述方波子载波的级别数量的倍数，每个修改码在时间跨度T_k内出现，其中T_k＝1/α·f_sp，所述伪随机码的形式不具有子载波，两个连续的修改码在时间上偏移时长T_k，

-在每个信道上将所述基带信号乘以K个修改的伪随机码，

-在每个信道上将所产生的K个信号在预定时间期间上进行积分，

-在每个信道上将K个积分结果在时间上进行交织，

-在每个信道上，采用本地生成的同相的和正交的两个子载波与上述步骤生成的信号进行同相相关和正交相关，以提供称为信道输出信号的信号，

-在每个信道上将所述信道输出信号在预定时间期间上进行积分。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，为了支持对所述伪随机码的延迟进行估计以及对所述载波的相位进行修正，执行以下步骤：

-基于信道输出信号来计算对能量的估计，

-根据所述信道输出信号的积分来计算对所述载波的所述相位的估计，

基于所述对能量的估计和对载波相位的修正来估计所述伪随机码的延迟。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，在追踪阶段中，

-根据所述信道输出信号来计算对所述载波的所述相位的估计，

-根据所述信道输出信号来计算对所述子载波的相位的估计，

-如果所估计的能量随时间而减少，则对所述载波的所述相位和所述编码的所述延迟进行修正，

-对BOC信号传输的导航数据进行解调。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其中，所述对能量的估计包括求出所述信道输出信号中每一个的平方和。

5.根据权利要求2或3所述的方法，其中，对所述子载波的相位进行的所述估计是反正切类型的估计。

6.根据权利要求4所述的方法，其中，对所述子载波的相位进行的所述估计是反正切类型的估计。

7.根据权利要求1-3中的任意一项所述的方法，其中，所述整数α固定为4。

8.根据权利要求4所述的方法，其中，所述整数α固定为4。

9.根据权利要求5所述的方法，其中，所述整数α固定为4。

10.根据权利要求6所述的方法，其中，所述整数α固定为4。

11.一种无线电导航信号的接收机，所述无线电导航信号包括至少一个信号，该至少一个信号称为二进制偏移载波信号，即BOC信号，该BOC信号由频率为f_p的载波、频率为f_sp的子载波以及频率为f_c的伪随机码进行调制，所述接收机包括：

-用于在所述BOC信号和同相的和正交的两个本地载波之间进行残余载波的同相相关和正交相关，以提供包括信道I和信道Q的基带信号的电路，所述同相的和正交的两个本地载波由本地载波振荡器(40)生成，所述信道Q正交于所述信道I，

其中，所述接收机包括：

-K个伪随机码的数字发生器(23)，所述伪随机码称为修改码，其中K＝α·f_sp/f_c，α为预定整数，该预定整数固定为所述方波子载波的级别数量的倍数，每个修改码在时间跨度T_k内出现，其中T_k＝1/α·f_sp，所述伪随机码的形式不具有子载波，并与先前的修改的伪随机码在时间上偏移时长T_k，

-用于在所述基带信号与所述K个修改的伪随机码之间进行同相相关和正交相关的电路，

-用于在所产生的信号与本地生成的同相的和正交的两个子载波之间进行同相相关和正交相关的电路。

12.根据权利要求11所述的接收机，包括载波相位估计器(17)、子载波相位估计器(19)和能量估计器(18)。

13.根据权利要求12所述的接收机，其中，所述子载波相位估计器(19)是反正切类型的。

14.根据权利要求12或13所述的接收机，其中，所述能量估计器(18)适于求出所述信道输出信号的平方和。

15.根据权利要求11-13中的任意一项所述的接收机，其中，所述整数α固定为4。

16.根据权利要求14所述的接收机，其中，所述整数α固定为4。

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