JPS60190014A - 位相安定回路 - Google Patents
位相安定回路Info
- Publication number
- JPS60190014A JPS60190014A JP4681384A JP4681384A JPS60190014A JP S60190014 A JPS60190014 A JP S60190014A JP 4681384 A JP4681384 A JP 4681384A JP 4681384 A JP4681384 A JP 4681384A JP S60190014 A JPS60190014 A JP S60190014A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- phase
- phase shift
- signal
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は所望の位相を得るための位相安定回路に関す
る。
る。
一般に、電子機器においては、回路の簡略化、小形化を
図シ、製造経費の低減をすすめている。
図シ、製造経費の低減をすすめている。
回路の簡略化、小形化の有効な方法の1つとして、回路
の半導体集積回路(以下、ICと称する)化があル、多
くの機器の回路がIC化されている。例えば、カラーテ
レビジョン受像機においても、中間周波処理回路、映像
信号及びクロマ1d号の処理回路、同期@党処理回路、
偏向回路、音声(M号処理回路等、はとんどの回路がI
C化されている。さらに、近年は、これらの回路が2〜
3チツプのIC構成、1〜2チツゾのIC構成へと篩集
積化が図られている。
の半導体集積回路(以下、ICと称する)化があル、多
くの機器の回路がIC化されている。例えば、カラーテ
レビジョン受像機においても、中間周波処理回路、映像
信号及びクロマ1d号の処理回路、同期@党処理回路、
偏向回路、音声(M号処理回路等、はとんどの回路がI
C化されている。さらに、近年は、これらの回路が2〜
3チツプのIC構成、1〜2チツゾのIC構成へと篩集
積化が図られている。
ところで、市集積化では、パッケージの許容電力、ピン
数が回路設計上の大きな制約条件となる。ピン数につい
てみれば、回路や素子をできるだけIC内に組み込んで
ビンの数をできるだけ少なくすることが重畳である。こ
れは、一部の回路や素子をICの外付けにすると、ピン
数の増大を招き、IC化が阻害されるからである。した
がって、IC化に際しては、できるだけ、外付けの回路
や素子を少なくすることが重畳である。
数が回路設計上の大きな制約条件となる。ピン数につい
てみれば、回路や素子をできるだけIC内に組み込んで
ビンの数をできるだけ少なくすることが重畳である。こ
れは、一部の回路や素子をICの外付けにすると、ピン
数の増大を招き、IC化が阻害されるからである。した
がって、IC化に際しては、できるだけ、外付けの回路
や素子を少なくすることが重畳である。
しかしながら、ICにおいては、個別部品に比較して素
子の特性の変動(製造上の震動や温度による変動)が大
きいため、回路特性が素子特性の変動に大きく左右され
る回路では、IC化が遅れている。仮に、IC化ができ
ても畠集積化がむずかしく、経済性同上が進まない欠点
をもっ1いる。
子の特性の変動(製造上の震動や温度による変動)が大
きいため、回路特性が素子特性の変動に大きく左右され
る回路では、IC化が遅れている。仮に、IC化ができ
ても畠集積化がむずかしく、経済性同上が進まない欠点
をもっ1いる。
IC化のしにくい回路として所望位相の信号を得るだめ
の位相安定回路がある。この回路では、個々の素子の特
性の絶対値がそのまま位相特性を左右する。したがって
、この回路では、精度のよい位相を得たい場合、ICの
周辺に組まさるを得なく、パッケージのピン数の増大、
周辺部品の増大を招くという問題を鳴している。
の位相安定回路がある。この回路では、個々の素子の特
性の絶対値がそのまま位相特性を左右する。したがって
、この回路では、精度のよい位相を得たい場合、ICの
周辺に組まさるを得なく、パッケージのピン数の増大、
周辺部品の増大を招くという問題を鳴している。
この発明は上目己の事1′Hに対処すべくなされたもの
で、素子特性が震動しても安定した精度のよい位相を得
ることができ、IC化に好適な位相安定回路を提供する
ことを目的とする。
で、素子特性が震動しても安定した精度のよい位相を得
ることができ、IC化に好適な位相安定回路を提供する
ことを目的とする。
この発明は、例えは第1図に示す一実施例を用いて説明
するならは、コンデンサと抵抗の並′列回路を直列接続
して成シ、素子特性の変動に対して出力4g号C2のベ
クトル座標が円弧を描くような移相回路zoを設け、こ
の移相回路zoの入出カイぽ号v1 、 v2を利得回
路Al、 A、、加算回路A3で適宜合成するもので、
この場合、加算回路A3の出力信号−3が信号¥2に適
当な利得を設定する利得回路A2の出力信号が描く円弧
にほぼ接するように、移相回路z0の各インピーダンス
成分の値や利得回路AI、Agの利得に2* k+ k
設定するように構成したものであ、る。
するならは、コンデンサと抵抗の並′列回路を直列接続
して成シ、素子特性の変動に対して出力4g号C2のベ
クトル座標が円弧を描くような移相回路zoを設け、こ
の移相回路zoの入出カイぽ号v1 、 v2を利得回
路Al、 A、、加算回路A3で適宜合成するもので、
この場合、加算回路A3の出力信号−3が信号¥2に適
当な利得を設定する利得回路A2の出力信号が描く円弧
にほぼ接するように、移相回路z0の各インピーダンス
成分の値や利得回路AI、Agの利得に2* k+ k
設定するように構成したものであ、る。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳細に説明
する。
する。
iJ 1図は一実施例の回路図である。図において、P
1+P8はそれぞれ位相安定回路の入力端子及び出力端
子である。P2は移相回路2゜の出力端子であると同時
に、利得回m A zの入力端子を兼ねる。
1+P8はそれぞれ位相安定回路の入力端子及び出力端
子である。P2は移相回路2゜の出力端子であると同時
に、利得回m A zの入力端子を兼ねる。
移相回路Zoは端子PlとP2との間に挿入される第1
の位相部z1と、端子P2と基準電位点(図示の場合、
アース′電位点)との間に挿入される第2の移相部z2
を有する。第1の移相部2!は違抗R1とコンデンサC
I とを並列接続して成シ、第2の移相部z2は抵抗R
2とコンデンサC2とを並列接続して成る。
の位相部z1と、端子P2と基準電位点(図示の場合、
アース′電位点)との間に挿入される第2の移相部z2
を有する。第1の移相部2!は違抗R1とコンデンサC
I とを並列接続して成シ、第2の移相部z2は抵抗R
2とコンデンサC2とを並列接続して成る。
第11第2の移相部Z1+Z2の直列回路の両端に入力
信号v1を印加し、移相部Z1 * 22による分割信
号として移相回路Z、の出力信号iを取シ出すようにな
っている。利得回路A、IA2の利得はそれぞれkg
r klである。入力信号Vlは利得回路A1にてkl
vl とされ、出力信号iは利得回路A2にてklv□
とされる。これら出力信号に2vl r klgは加昇
回路A3に加昇され÷3となる。
信号v1を印加し、移相部Z1 * 22による分割信
号として移相回路Z、の出力信号iを取シ出すようにな
っている。利得回路A、IA2の利得はそれぞれkg
r klである。入力信号Vlは利得回路A1にてkl
vl とされ、出力信号iは利得回路A2にてklv□
とされる。これら出力信号に2vl r klgは加昇
回路A3に加昇され÷3となる。
利得J * k2はkl=0 、 k、 = 0を除い
てすべての値を取p得る。kl 1 kl > 0は同
相、kl+に怠く0は反転位相、Ikll −1kl+
< 1 は減拭、1kll、Ik21 > 1は増幅を
意味する。
てすべての値を取p得る。kl 1 kl > 0は同
相、kl+に怠く0は反転位相、Ikll −1kl+
< 1 は減拭、1kll、Ik21 > 1は増幅を
意味する。
kl r k2 ” 1は直結(または容量結合ならば
減衰なしの結合)を意味する。
減衰なしの結合)を意味する。
第1図の回路をICで考える。周知の如く、同一チッグ
上に構成した半導体菓子は、その素子自体の特性の変動
は個別の部品よシ大きいが、同種の素子の特性の比はほ
とんど安定した一定の値となる。
上に構成した半導体菓子は、その素子自体の特性の変動
は個別の部品よシ大きいが、同種の素子の特性の比はほ
とんど安定した一定の値となる。
以後、この発明を説明するに当シ、次の定義を設定して
おく。
おく。
まず、各素子や回路に付す符号は、説明の便宜上、その
素子や回路のインピーダンスも示すものとする。抵抗R
1とR2を並列接続した場合の並列合成インピーダンス
の値をRO%コンデンサC1とC2を並列接続した場合
の並列合成インピーダンスの等価谷童値をco とする
と、次のようになる。
素子や回路のインピーダンスも示すものとする。抵抗R
1とR2を並列接続した場合の並列合成インピーダンス
の値をRO%コンデンサC1とC2を並列接続した場合
の並列合成インピーダンスの等価谷童値をco とする
と、次のようになる。
さらに、谷抵抗埴81.R,と合成インピーダンスの値
R,との比をそれぞれpHp2、各容量値CI+02
と等価谷jit値coとの比をそれぞれql、(12と
すると、これら比pHp2゜ql ・q2は次のように
なる。
R,との比をそれぞれpHp2、各容量値CI+02
と等価谷jit値coとの比をそれぞれql、(12と
すると、これら比pHp2゜ql ・q2は次のように
なる。
ここで、同一半導体基板上に設けた同種の素子の特性の
比は一定値に設定することがで廖るから、式(2)よp
pm +p2 +ql +qlは一定の値として扱うこ
とができる。言い換えれば、これらPL ppm +q
l +q2は素子の特性の変動に影響されない。また、
抵抗値R15R*が1つの方向に変動すれば、合成イン
ピーダンスの値Reもまた同じ方向に変動し、その変動
量は抵抗値R1r R2の変動量に比例する。等価谷蓋
値Coについ又も同様で、容量1区C11C2と同一方
向に変動し、その変動蓋も容量値CI、C。
比は一定値に設定することがで廖るから、式(2)よp
pm +p2 +ql +qlは一定の値として扱うこ
とができる。言い換えれば、これらPL ppm +q
l +q2は素子の特性の変動に影響されない。また、
抵抗値R15R*が1つの方向に変動すれば、合成イン
ピーダンスの値Reもまた同じ方向に変動し、その変動
量は抵抗値R1r R2の変動量に比例する。等価谷蓋
値Coについ又も同様で、容量1区C11C2と同一方
向に変動し、その変動蓋も容量値CI、C。
の変動量に比例する。−万、移相回路Zoを構成する抵
抗とコンデンサの値は独立に変動するものである。した
がって、移相回路zoは2棟類の変数を有するが、ここ
で抵抗値と容量値の積を変数と考えれば、両者の変動を
1つの変数で表示できる。これをTとおき、次のように
定義する。
抗とコンデンサの値は独立に変動するものである。した
がって、移相回路zoは2棟類の変数を有するが、ここ
で抵抗値と容量値の積を変数と考えれば、両者の変動を
1つの変数で表示できる。これをTとおき、次のように
定義する。
T=ωCoRo−(3)
ただし、ω:入力信号v1の角周波数変数Tを定義する
に際しては、抵抗R1r R2、コンデンサC□ +C
2の間の4つの組合せの1つを用いてもよいが、後述す
る第3図乃至第6図で説明するようないずれか1つの菓
子が存在しない場合、定義不能となる。しかし、式(3
)のように定義すれば、全ての場合を表現できる。
に際しては、抵抗R1r R2、コンデンサC□ +C
2の間の4つの組合せの1つを用いてもよいが、後述す
る第3図乃至第6図で説明するようないずれか1つの菓
子が存在しない場合、定義不能となる。しかし、式(3
)のように定義すれば、全ての場合を表現できる。
ところで、先の式(2)から次の関係が導ひかれる。
また、第1図から移相部zl+Z1のインピーダンス2
..2.をめると、 よって、出力信号糺は、 px Re となる。式(7)を変形して、 となる。
..2.をめると、 よって、出力信号糺は、 px Re となる。式(7)を変形して、 となる。
さらに、第1図から
y 3 = k2vl + kl Vl 、+・(9)
=に、05!十妄2) kl = k、 (k妥t+vx)=kt÷4 ・・・(6)
k、 ・ ただし、k= −+ v4 = 1cvt +vz ”
劃υに! となる。ここで、kは加算回路A3において、端子P2
〜pm間の伝達経路の係数を基準としたときの端子P1
〜P3間の伝達係数を示す。
=に、05!十妄2) kl = k、 (k妥t+vx)=kt÷4 ・・・(6)
k、 ・ ただし、k= −+ v4 = 1cvt +vz ”
劃υに! となる。ここで、kは加算回路A3において、端子P2
〜pm間の伝達経路の係数を基準としたときの端子P1
〜P3間の伝達係数を示す。
言い換えれば、利得に1を基準としたときの利得に、の
相対的な大きさを表わす。
相対的な大きさを表わす。
式αQから信号;3の位相ψ3に層目して考えれば、今
、利得に!は同相または逆相のいずれか一方の位相を決
め、かつ、これは安定に決めるものであるから、位相ψ
3に安定性をめるには、18号銭の位相ψ、に安定性を
めればよい。よって、以下の説明では位相ψ、の安定性
を考察するに当り、弐〇ηに従って位相ψ4の安定性を
考察する。
、利得に!は同相または逆相のいずれか一方の位相を決
め、かつ、これは安定に決めるものであるから、位相ψ
3に安定性をめるには、18号銭の位相ψ、に安定性を
めればよい。よって、以下の説明では位相ψ、の安定性
を考察するに当り、弐〇ηに従って位相ψ4の安定性を
考察する。
位相ψ4をめるに当り、信号糺を第2図のベクトル表示
図に示す。ここで、人力信号糺を基準信号として考えて
計算や表示の便宜上、lζ1l=1./V、=0° ・
・・(6)とする。式(J才の条件から式(8)は、と
なる。第2図は横軸(X軸)を実数軸、縦軸(y軸)を
虚数軸にとってOを原点とする。第2図にて、OA””
Vl 、 OB”:に船とする。第2図はk(Oの場合
を例示している。信号C4は、v 4 =OF =OA
+OB =v@ 十k Vl +++ (14となる。
図に示す。ここで、人力信号糺を基準信号として考えて
計算や表示の便宜上、lζ1l=1./V、=0° ・
・・(6)とする。式(J才の条件から式(8)は、と
なる。第2図は横軸(X軸)を実数軸、縦軸(y軸)を
虚数軸にとってOを原点とする。第2図にて、OA””
Vl 、 OB”:に船とする。第2図はk(Oの場合
を例示している。信号C4は、v 4 =OF =OA
+OB =v@ 十k Vl +++ (14となる。
さらに、位相ψ4をめるに当!> 、 81点座標(−
に、O)をとる。第2図かられかるよの位相と同一とな
る。また、了の振1陥と一1^の振幅は等しい。よって
、0F=B’Aである。
に、O)をとる。第2図かられかるよの位相と同一とな
る。また、了の振1陥と一1^の振幅は等しい。よって
、0F=B’Aである。
次にA点について考える。A点の座標を(x* r y
t )とすると、弐〇よυとなる。一方、A点は次の関
係式を満たす。
t )とすると、弐〇よυとなる。一方、A点は次の関
係式を満たす。
ここで、
とおくと、A点は座標(&、0)’に中心とし、半径を
rとする円Rの円周上の1点となる。ル標(a、O)k
点Cとすると、第2図となる。
rとする円Rの円周上の1点となる。ル標(a、O)k
点Cとすると、第2図となる。
変数Tが変動すると、点Aは各座標X1l)’1が変数
Tの関数で表わされるから、円周上にそって移動するこ
とになる。i2図の円Rは変数Tが無181j限に変動
した場合に生じる。しかし、実際は、移相回路zoの抵
抗値R1* Rz % W麹値cllc2はある値に設
定されるから、点Aは円周上の一点に決′1ル、抵抗値
R1,R2、谷瀘値C1、C,が設計値から変動したと
き、数日↑上の一点ヶ中心に円周上に沿って前後に狭い
範囲に分布する。この範囲内でA点が変動したとき、°
訊もまた動くが、電の位相の変動が最も少ない条件は、
Bへが設計上のA点にて円Rに接するように変数Tの値
を設定したときとなる。
Tの関数で表わされるから、円周上にそって移動するこ
とになる。i2図の円Rは変数Tが無181j限に変動
した場合に生じる。しかし、実際は、移相回路zoの抵
抗値R1* Rz % W麹値cllc2はある値に設
定されるから、点Aは円周上の一点に決′1ル、抵抗値
R1,R2、谷瀘値C1、C,が設計値から変動したと
き、数日↑上の一点ヶ中心に円周上に沿って前後に狭い
範囲に分布する。この範囲内でA点が変動したとき、°
訊もまた動くが、電の位相の変動が最も少ない条件は、
Bへが設計上のA点にて円Rに接するように変数Tの値
を設定したときとなる。
以下、その説明を追ってみる。
まず、Bkが円Rに接する条件をめる。A点(xs、y
l)にてこの円Rに接する接線の式は、(xla )(
X−a )+yty= r2 ・・・(6)となる。こ
の接線が81点座標(−に、O)を通るから、 (XI a ) (−に−a )= r2−eAとなる
。弐〇〇、Q樽に示されるX1ra+rを式(ホ)に代
入すると、 となる。式QυをT2について整理すると、1 となる。次に位相94をめると、第2図よシ、ψ4 =
/CB’A = tall−1(−lニー) = t
an−’ X −f−1xx(k) となる。 ここで、 X= ・・・レタ xl (−k) である。
l)にてこの円Rに接する接線の式は、(xla )(
X−a )+yty= r2 ・・・(6)となる。こ
の接線が81点座標(−に、O)を通るから、 (XI a ) (−に−a )= r2−eAとなる
。弐〇〇、Q樽に示されるX1ra+rを式(ホ)に代
入すると、 となる。式QυをT2について整理すると、1 となる。次に位相94をめると、第2図よシ、ψ4 =
/CB’A = tall−1(−lニー) = t
an−’ X −f−1xx(k) となる。 ここで、 X= ・・・レタ xl (−k) である。
変数Tの変動に対して位相ψ4の変動が最も少ないのは
、位相ψ4を変数Tで微分した値ψ1が零となるときで
ある。微係数ψlが零となる条件は、xl変数Tで微分
した値Kが零となる条件と同じでおる。
、位相ψ4を変数Tで微分した値ψ1が零となるときで
ある。微係数ψlが零となる条件は、xl変数Tで微分
した値Kが零となる条件と同じでおる。
式(ハ)に式11!、/、 1.l*のjcll)’1
を代入して、となる。式(ハ)を変aTについて微分す
ると、となる。X′−00条件は式に)から、1+p1
に=(J狂+ptk)T2 ・・・(ロ)l となる。式@全変形すると、 il となる。
を代入して、となる。式(ハ)を変aTについて微分す
ると、となる。X′−00条件は式に)から、1+p1
に=(J狂+ptk)T2 ・・・(ロ)l となる。式@全変形すると、 il となる。
式(ハ)は式に)と等しい。これは先に述べたように、
円Rに接するようにOAとOB’からB’Aを作れば、
Bkの位相ψ4は、変数Tがその設計値から前後に変動
してもほとんど変動しないことを示している。したがっ
て、式曽を満足するように回路を設計すれば、素子特性
が変動してもほとんど変動しない位相ψ4を得ることが
できる。
円Rに接するようにOAとOB’からB’Aを作れば、
Bkの位相ψ4は、変数Tがその設計値から前後に変動
してもほとんど変動しないことを示している。したがっ
て、式曽を満足するように回路を設計すれば、素子特性
が変動してもほとんど変動しない位相ψ4を得ることが
できる。
ところで、式(2) 、 (3) t=用いて式(2)
や(ハ)は次のように表現できる。
や(ハ)は次のように表現できる。
弐■から次のようなことが菖える。抵抗R1とR2の並
列合成インピーダンスR,と抵抗値R1の比に利得kを
加えた値と、コンデンサコンデンザC1のインピーダン
スミーの比に利得1tl−加えた値の比(右辺)が並列
合成インピーダンスR,と6J Q6の比の2乗に等し
い関係時に、位相が最もよく安定する。実際には、後述
するように、はば等しい条件であれば、この発明は充分
その効果をもつ。式■の右辺は弐cIvの右辺のように
表現することができ、これは、k、”1 、”Z で決
まシ、一定の値にすることが掬 C1 できる。したがって、式に)の条件を言い換えて弐〇υ
を満たすように、ROz COを成すR1。
列合成インピーダンスR,と抵抗値R1の比に利得kを
加えた値と、コンデンサコンデンザC1のインピーダン
スミーの比に利得1tl−加えた値の比(右辺)が並列
合成インピーダンスR,と6J Q6の比の2乗に等し
い関係時に、位相が最もよく安定する。実際には、後述
するように、はば等しい条件であれば、この発明は充分
その効果をもつ。式■の右辺は弐cIvの右辺のように
表現することができ、これは、k、”1 、”Z で決
まシ、一定の値にすることが掬 C1 できる。したがって、式に)の条件を言い換えて弐〇υ
を満たすように、ROz COを成すR1。
R1r cl I CZを設定すれば、安定した位相を
得ることができる。
得ることができる。
ここで、式(7)を満足するときのTの1旺をTOとす
ると、 1 となる。弐〇′4を用いて式(ハ)を整理し、弐翰に代
入すると、次式に)が得られる。
ると、 1 となる。弐〇′4を用いて式(ハ)を整理し、弐翰に代
入すると、次式に)が得られる。
信号;3の位相ψ3は、kl〉Oのときψ3=ψa r
kt <0のときψ3=ψ4+180° となる。そ
して、T=T、のときの位相ψ4の安定位相ψ4oは、 として得られる。また、位相ψ3の安定位相ψ30はk
l〉0のときψso=ψao + kt (oのときψ
so=ψ4.+180° となる。
kt <0のときψ3=ψ4+180° となる。そ
して、T=T、のときの位相ψ4の安定位相ψ4oは、 として得られる。また、位相ψ3の安定位相ψ30はk
l〉0のときψso=ψao + kt (oのときψ
so=ψ4.+180° となる。
なお、以上の説明では、各移相部Z 1 r Z zが
いずれも抵抗とコンデンサの並列接続から成る場合につ
いて説明したが、第3図乃至第6図に示すように、一方
の移相部が抵抗とコンデンサの並列接続から成るもので
あれは、他方の移相部は抵抗あるいはコンデンサのどち
らか一方から成るものであればよい。
いずれも抵抗とコンデンサの並列接続から成る場合につ
いて説明したが、第3図乃至第6図に示すように、一方
の移相部が抵抗とコンデンサの並列接続から成るもので
あれは、他方の移相部は抵抗あるいはコンデンサのどち
らか一方から成るものであればよい。
また、以上の説明では、リアクタンス性インピーダンス
成分としてコンデンサのような容振性インピーダンス成
分を用いる場合を説明したが、コイルのような誘導性イ
ンピーダンス成分を用いるようにしてもよiことは勿−
である。
成分としてコンデンサのような容振性インピーダンス成
分を用いる場合を説明したが、コイルのような誘導性イ
ンピーダンス成分を用いるようにしてもよiことは勿−
である。
また、誘導性インピーダンス成分としては、高周波毎号
を取扱う回路では、配線のインダクタンスを利用しても
よい。
を取扱う回路では、配線のインダクタンスを利用しても
よい。
ここで、この発明の具体的構成の一例を詳細に説明する
。
。
なお、以下に銃明する図面においては、Rに添字を付す
符号は抵抗を示し、Cに添字を付す符号はコンデンサを
示し、Qに添字を付す符号はトランジスタを示し、■に
添字を付す符号は′電圧源を示し、工に添字を付す符号
は電流源を示し、Dに碩学を付す符号はダイオードを示
し、Pに添字を付す符号は端子を示す。また、上記几や
C,V、Iに添字を付す符号は同時に抵抗値や容量値、
電圧値、電流値も示すものとする。
符号は抵抗を示し、Cに添字を付す符号はコンデンサを
示し、Qに添字を付す符号はトランジスタを示し、■に
添字を付す符号は′電圧源を示し、工に添字を付す符号
は電流源を示し、Dに碩学を付す符号はダイオードを示
し、Pに添字を付す符号は端子を示す。また、上記几や
C,V、Iに添字を付す符号は同時に抵抗値や容量値、
電圧値、電流値も示すものとする。
この発明の具体的構成としては抛々の構成のものが考え
られるが、まず、第1図および第2図との対応でわかり
やすいと思われるものとして第7図の回路を説明する。
られるが、まず、第1図および第2図との対応でわかり
やすいと思われるものとして第7図の回路を説明する。
図において、入力端子PL からの入力信号V!は1つ
はトランジスタQ3で増幅され、トランジスタQ4−Q
lのカレントミラー構成で震侠され、出力端子P3に現
われる。トランジスタQs # Q4 # Qs %
aM、R4* Rgが利得回路れる。入力信号妄1の他
の1つはトランジスタQ1のエミッタフォローを介して
移相回路Z。
はトランジスタQ3で増幅され、トランジスタQ4−Q
lのカレントミラー構成で震侠され、出力端子P3に現
われる。トランジスタQs # Q4 # Qs %
aM、R4* Rgが利得回路れる。入力信号妄1の他
の1つはトランジスタQ1のエミッタフォローを介して
移相回路Z。
に供給される。抵抗R1yR1はトランジスタQs (
2)直流′−流を流すエミッタ抵抗の役目金もつととも
に、トランジスタQsのエミッタの直流電圧をレベルシ
フトしてトランジスタQ2のベースバイアス電圧を供給
する役目を兼ねている。移相回路2oの出力信号は端子
P2へ電圧16号iとして与えられる。この信号Q2
はトランジスタQ2で増幅され、トランジスタQ6 。
2)直流′−流を流すエミッタ抵抗の役目金もつととも
に、トランジスタQsのエミッタの直流電圧をレベルシ
フトしてトランジスタQ2のベースバイアス電圧を供給
する役目を兼ねている。移相回路2oの出力信号は端子
P2へ電圧16号iとして与えられる。この信号Q2
はトランジスタQ2で増幅され、トランジスタQ6 。
Q7のカレントミラー構成で変換され、出力端子P、に
導び〃・れるとともに、実際はトランジスタQ71Q6
のコレクタの接続点(加昇回路A3に相当)にて信号v
lと合成される。トランジスタQz +Q6 1 Q?
、抵抗RB * R@が利得回路A2を構成し、その
利得に1はl(、=”’−6 で与えられる。
導び〃・れるとともに、実際はトランジスタQ71Q6
のコレクタの接続点(加昇回路A3に相当)にて信号v
lと合成される。トランジスタQz +Q6 1 Q?
、抵抗RB * R@が利得回路A2を構成し、その
利得に1はl(、=”’−6 で与えられる。
上述した利得ks $1<i ’を用いて利得kl求め
ると、 11゜ 5 となる。仁の場合、kl〉0であるから、安定位相ψ3
oは、式(ロ)より となる。
ると、 11゜ 5 となる。仁の場合、kl〉0であるから、安定位相ψ3
oは、式(ロ)より となる。
第7図においては、位相ψ3oを進相、遅相のいずれに
もとることができる。すなわち、1>Ta2 なる関係
を設定すれば、舊い換えると、式(2)、い場よシ且〈
」生に設定すれば進相を得るCI g。
もとることができる。すなわち、1>Ta2 なる関係
を設定すれば、舊い換えると、式(2)、い場よシ且〈
」生に設定すれば進相を得るCI g。
ことができ、この逆を設定すれば、遅相上掛ることがで
きる。
きる。
′I)fJ8図は第2の具体的構成例を下す回路図であ
る。
る。
図において、トランジスタQseQeはIOlを電流源
とし、抵抗R11tR7を負荷抵抗として出力端子P3
、PBに逆相出力を取υ出し可能な差動増幅回路を成
す。各出力は抵抗R8。
とし、抵抗R11tR7を負荷抵抗として出力端子P3
、PBに逆相出力を取υ出し可能な差動増幅回路を成
す。各出力は抵抗R8。
R7の値を同一に選べば(以下、この抵抗fl+1tR
Lと記す)は同一の振幅がとれる。
Lと記す)は同一の振幅がとれる。
トランジスタQgのペースに4m号雫1、トランジスタ
Qa のペースに信号Q2がそれぞれ人力されるので、
差動増幅回路のコンダクタンスヲgmとすると、出力端
子P3+pHの各出力v31 V5はそれぞれ、 v3 = Qmk (−誓t +vz) ・・・0I)
vs” 17mk(−vt+vz) ・・・60となる
。故に、信号;II + Y5のいずれの場合もに=−
1となる。
Qa のペースに信号Q2がそれぞれ人力されるので、
差動増幅回路のコンダクタンスヲgmとすると、出力端
子P3+pHの各出力v31 V5はそれぞれ、 v3 = Qmk (−誓t +vz) ・・・0I)
vs” 17mk(−vt+vz) ・・・60となる
。故に、信号;II + Y5のいずれの場合もに=−
1となる。
電圧源vB1はトランジスタQs+Qeのバイアス供給
源であシ、移相回路Zoの抵抗R,または抵抗Rz+R
1を介してトランジスタQsまたはQ9にそれぞれペー
スバイアスを供給している。抵抗値Rii抵抗値R2よ
り充分小さくすれば、トランジスタQa+Qg(1)ペ
ース―位ケはとんど同電位にすることができる。よって
、差動増幅回路を安定に動作させることができる。
源であシ、移相回路Zoの抵抗R,または抵抗Rz+R
1を介してトランジスタQsまたはQ9にそれぞれペー
スバイアスを供給している。抵抗値Rii抵抗値R2よ
り充分小さくすれば、トランジスタQa+Qg(1)ペ
ース―位ケはとんど同電位にすることができる。よって
、差動増幅回路を安定に動作させることができる。
移相回路zoは、第1図に示す移相回路z。
において、CI=0 としたものに相当し、つまり第3
図に示す移相回路zoに相当しこれは言い換えれはql
=■に相当する。式(ロ)において、q1==ηを代入
し、さらに、k=−1とおくと、となる。位相ψ3oは
式に)を弐響に代入してめれはよい。なお、11号;6
の位相は信号C3の位相の逆相となる。
図に示す移相回路zoに相当しこれは言い換えれはql
=■に相当する。式(ロ)において、q1==ηを代入
し、さらに、k=−1とおくと、となる。位相ψ3oは
式に)を弐響に代入してめれはよい。なお、11号;6
の位相は信号C3の位相の逆相となる。
第9図は第3の具体的構成例を示す回路図である。
図において、移相回路Zoは、@1図の移相回路Zoに
おいて、kL、=ωとしたもの、つまシ第4図に示す移
相回路に相当する。また、ダイオードDIはトランジス
タQ+tのベース・エミッタ問丸圧の補償用のダイオー
ドで、抵抗it 1. Vc直直流泥流流えないように
している。
おいて、kL、=ωとしたもの、つまシ第4図に示す移
相回路に相当する。また、ダイオードDIはトランジス
タQ+tのベース・エミッタ問丸圧の補償用のダイオー
ドで、抵抗it 1. Vc直直流泥流流えないように
している。
人力踊子P1に印加された信号11はトランジスタQ1
0のエミッタフォローを介して1つは14相回路ZoK
入力され信号82とされる。この1g % ’l’ 2
はトランジスタQttにて反転増幅され、出力免1子P
I+に導ひかれる。池の1つは抵抗Rxo’を斤しトラ
ンジスタQttのエミッタに人力され、このトランジス
タQ目にて同相増幅された後、出力陽子PsKて信号′
vlの反転出力と〃口具される〇 図からトランジスタQ目のコレクタの信号′屯θ1cj
cは、 となる。また、1−53は、 V3= R11zc となる。よって、kは、 となる。
0のエミッタフォローを介して1つは14相回路ZoK
入力され信号82とされる。この1g % ’l’ 2
はトランジスタQttにて反転増幅され、出力免1子P
I+に導ひかれる。池の1つは抵抗Rxo’を斤しトラ
ンジスタQttのエミッタに人力され、このトランジス
タQ目にて同相増幅された後、出力陽子PsKて信号′
vlの反転出力と〃口具される〇 図からトランジスタQ目のコレクタの信号′屯θ1cj
cは、 となる。また、1−53は、 V3= R11zc となる。よって、kは、 となる。
式(42)よシ、kは抵抗値RIOとR11の化上利用
して与えることができる。また、抵抗Rhoには直流′
電流が流れないから、その11目を変えても直流レベル
の変動が生ぜず、設計上、直流設計がd易となる。
して与えることができる。また、抵抗Rhoには直流′
電流が流れないから、その11目を変えても直流レベル
の変動が生ぜず、設計上、直流設計がd易となる。
址だ、上述の如(、R2=ωであるからp2=ωとなシ
、式(32)の関係式は次のように表現される。
、式(32)の関係式は次のように表現される。
1
ここで、式(2)に示されるql 1式(42)に示さ
れるkを式(43)に代入すると、 c、R,。
れるkを式(43)に代入すると、 c、R,。
となる。以上から、抵抗値R10pR11の比)谷酊値
C1rC1の比を利用して安定な位相ψ3oをめること
ができる。
C1rC1の比を利用して安定な位相ψ3oをめること
ができる。
81&10図は第9図をきらに展開した例を示す回路図
である。すなわち、トランジスタQllはトランジスタ
Q1oに相当し、トランジスタQtsはトランジスタQ
llに相当し、抵抗R11!は抵抗RIGに相当する。
である。すなわち、トランジスタQllはトランジスタ
Q1oに相当し、トランジスタQtsはトランジスタQ
llに相当し、抵抗R11!は抵抗RIGに相当する。
抵抗Rtsは抵抗R1によるベース電圧降下分を補償す
る抵抗で、R18キR1となるように設定されている。
る抵抗で、R18キR1となるように設定されている。
kは次のようにしてめられる。まず、信号る3をめると
、となる。式(45)よシ、kは、 となる。
、となる。式(45)よシ、kは、 となる。
第11図は第5の具体的構成例を示す回路図である。
図において、人力端子P!に人力された信号?71は1
つはトランジスタ。17で1引痕口幅され、出力端子P
3に導びかれる。曲の1つはトランジスタQ+sを介し
て移相回路Zoに供給され、端子p=に(U号9gとし
て導びかれる@移相回路ZoLニア)抵抗R2は利得回
路A3の入力抵抗を7(区ねておシ、電圧信号の形で端
子P2に現れるイ目号る冨は抵抗R3を通して電流信号
の形で利得回路A、に与えられる。利得回路A2のトラ
ンジスタQ14 r QtsはトランジスタQ14のペ
ース・コレクタ間を直結したカレントミラー構成である
。トランジスタQ目のコレクタ・エミッータ間は交流的
にインピーダンスか低く、これが抵抗R2O値に比べ無
視できるように抵抗R1の埴を選べは、移相回路zoの
構成は先の第1図のそれと同−構成となる。
つはトランジスタ。17で1引痕口幅され、出力端子P
3に導びかれる。曲の1つはトランジスタQ+sを介し
て移相回路Zoに供給され、端子p=に(U号9gとし
て導びかれる@移相回路ZoLニア)抵抗R2は利得回
路A3の入力抵抗を7(区ねておシ、電圧信号の形で端
子P2に現れるイ目号る冨は抵抗R3を通して電流信号
の形で利得回路A、に与えられる。利得回路A2のトラ
ンジスタQ14 r QtsはトランジスタQ14のペ
ース・コレクタ間を直結したカレントミラー構成である
。トランジスタQ目のコレクタ・エミッータ間は交流的
にインピーダンスか低く、これが抵抗R2O値に比べ無
視できるように抵抗R1の埴を選べは、移相回路zoの
構成は先の第1図のそれと同−構成となる。
入力端子PIK人力伯号信号が印加されれば、トランジ
スタQ 161Q 17のエミッタに信号1が生じ、端
子P2に信号会2が発生する。この信(へは先の式(8
)でめられる。端子P3に生じる出力信号る3は次式(
47)で与えられる。
スタQ 161Q 17のエミッタに信号1が生じ、端
子P2に信号会2が発生する。この信(へは先の式(8
)でめられる。端子P3に生じる出力信号る3は次式(
47)で与えられる。
1419 ・
vH=vl −ゎ−v2 ・・・(47)2
ここで、nはカレントミラー回路の′電流オリ?辞であ
る。式(47)よυには、 2 に=□ ・・・(48) R1g として与えられる。もし、R111=R1に設冗すれば
、k=1として与えられる。nは素子の比、すなわち、
トランジスタQ14 t Qtsのエミッタ面積の比で
実質的に与えることができ、ICでは安定した1゛ぎ度
のよい値にすることができる。
る。式(47)よυには、 2 に=□ ・・・(48) R1g として与えられる。もし、R111=R1に設冗すれば
、k=1として与えられる。nは素子の比、すなわち、
トランジスタQ14 t Qtsのエミッタ面積の比で
実質的に与えることができ、ICでは安定した1゛ぎ度
のよい値にすることができる。
第12図乃至第14図は第11図の構成をさらに展開し
た?llを示すもので、第11図の411)I戊と同様
に、移相回路Z、の第2の移相部Zlのインピーダンス
成分を利得回路A2の人力インピーダンス成分として兼
用し、端子p、に′:L圧モードで得られる信号も2を
低流モードで後段の回路に供給するように構成したもの
である。
た?llを示すもので、第11図の411)I戊と同様
に、移相回路Z、の第2の移相部Zlのインピーダンス
成分を利得回路A2の人力インピーダンス成分として兼
用し、端子p、に′:L圧モードで得られる信号も2を
低流モードで後段の回路に供給するように構成したもの
である。
まず、第12図に示す回路を説明すると、トランジスタ
Qrs p Qteは差動増幅器を沿成し、ぞれぞれ抵
抗R20r ” 11を介して端子P6よりペースバイ
アスか供給される。トランジスタQ%gかエミッタフォ
ロアとして動作し、トランジスタQ19がペース接地と
して動作するので、信号:l)3は次のようにして得ら
れる。
Qrs p Qteは差動増幅器を沿成し、ぞれぞれ抵
抗R20r ” 11を介して端子P6よりペースバイ
アスか供給される。トランジスタQ%gかエミッタフォ
ロアとして動作し、トランジスタQ19がペース接地と
して動作するので、信号:l)3は次のようにして得ら
れる。
式(49)よりには、
で与えられる。
弔13図に示す回路は、第12図において、定電源■。
2 r ’03を1つにまとめるもので、抵抗■t、、
を抵抗R+14と”Isに分割し、抵抗Rg4と1も2
sの中央に定電流源!。4を接続する構成を示すもので
ある。
を抵抗R+14と”Isに分割し、抵抗Rg4と1も2
sの中央に定電流源!。4を接続する構成を示すもので
ある。
!!12図及び第13図は11号91と各2を同相で加
昇するものでおるが(k>O)、第14図に示す回路は
、利得回路A1にトランジスタQ冨◎、Q21から成る
カレントミラー回路を設け、抵抗Rasを介して与えら
れる信号2+1 を反転することにより、信号:u1と
各2を逆相で7JLl算するようにしたものでるる(k
<0 )。
昇するものでおるが(k>O)、第14図に示す回路は
、利得回路A1にトランジスタQ冨◎、Q21から成る
カレントミラー回路を設け、抵抗Rasを介して与えら
れる信号2+1 を反転することにより、信号:u1と
各2を逆相で7JLl算するようにしたものでるる(k
<0 )。
なお、第12図乃至第14図に示す回路はいずれも、差
動増幅回路構成となっておシ、大人力に対して出力は振
幅制限効果をもつ。これにより、位相の安定したイh号
us’L得ることができることは勿、面、振幅の一定な
信号心3を得ることができる。
動増幅回路構成となっておシ、大人力に対して出力は振
幅制限効果をもつ。これにより、位相の安定したイh号
us’L得ることができることは勿、面、振幅の一定な
信号心3を得ることができる。
また、以上の説明では、第2の移相部z2の抵抗性イン
ピーダンス成分だけを利得回路A3の入力インピーダン
ス成分と兼用する揚仕について説明したか、この2g2
の移相部z2か抵抗性インピーダンス成分とりアクタン
ス注インピーダンス成分との亜列接航から成る場合は、
この並列回1t6をその1ま、入力インピーダンス回路
とするようにし又もよい。
ピーダンス成分だけを利得回路A3の入力インピーダン
ス成分と兼用する揚仕について説明したか、この2g2
の移相部z2か抵抗性インピーダンス成分とりアクタン
ス注インピーダンス成分との亜列接航から成る場合は、
この並列回1t6をその1ま、入力インピーダンス回路
とするようにし又もよい。
この場合、リアクタンス性インピーダンス成分の存在に
よって、電流モードに変決された信”j v !が電子
Plにおける電圧モードの信号る2と位相が変わってし
まう。これを補償するためには、利得回路A1等に補償
用のりアクタンス性インピーダンス成分を挿入すればよ
い。
よって、電流モードに変決された信”j v !が電子
Plにおける電圧モードの信号る2と位相が変わってし
まう。これを補償するためには、利得回路A1等に補償
用のりアクタンス性インピーダンス成分を挿入すればよ
い。
これを第12図を用いて説明するならば、第2の杉相部
2!が抵4冗R2とコンデンサC2の並列接続から成る
ものとし、この並列回路を利得回路A8の入力インピー
ダンス回路とするならば、利得回路へ!の抵抗Rziに
並列に補償用のコンデンサC3を接続するとともに、負
荷抵抗RzsKil12列に補償用のコンデンサC4を
接続すればよい。
2!が抵4冗R2とコンデンサC2の並列接続から成る
ものとし、この並列回路を利得回路A8の入力インピー
ダンス回路とするならば、利得回路へ!の抵抗Rziに
並列に補償用のコンデンサC3を接続するとともに、負
荷抵抗RzsKil12列に補償用のコンデンサC4を
接続すればよい。
第15図r/i、移相回路zoの容量性インピーダンス
成分ヲトランジスタのコレクタ・ベース間の蚕生谷簾で
形成する例を示すものでおる。
成分ヲトランジスタのコレクタ・ベース間の蚕生谷簾で
形成する例を示すものでおる。
図において、トランジスタQllのコレクタ・ベース間
の寄生6計をCncas、トランジスタQ24のコレク
タ・ベース間の寄生d袖をCBC24とすると、CI=
CB(21l c2 = CBcz4として扱うこと
ができる。この場合、トランジスタQ冨auぺ −X・
エミッタをaML/こコンデンサとして利用している。
の寄生6計をCncas、トランジスタQ24のコレク
タ・ベース間の寄生d袖をCBC24とすると、CI=
CB(21l c2 = CBcz4として扱うこと
ができる。この場合、トランジスタQ冨auぺ −X・
エミッタをaML/こコンデンサとして利用している。
なお、図示の構成の場合、トランジスタQ!!に流れる
電流はトランジスタQCsにも流れ、′電流の有効利用
を図っている。
電流はトランジスタQCsにも流れ、′電流の有効利用
を図っている。
ところで、半導体チップ上では、一般に、コンデンサの
占める面積が大きく、コンデンサが多い場合、テッグ面
績を大きくする要因の1つとなっている。このため、4
感カコンデンサのない回路構成が要求される。したかっ
て、第15図のような構成はチッグ面槓の稲少に大きく
寄与することかできる。
占める面積が大きく、コンデンサが多い場合、テッグ面
績を大きくする要因の1つとなっている。このため、4
感カコンデンサのない回路構成が要求される。したかっ
て、第15図のような構成はチッグ面槓の稲少に大きく
寄与することかできる。
第16図は第15図をさらに展開した例r示すものであ
る。トランジスタのコレクタ・ベース間の寄生d敏は電
圧依存性がある。そこで、第16図の回路は、寄生d
祉C,(z 3とCBc24との両端電圧をり)シくす
ることによシ、4M反の向上を図るものである。このた
めに設けられたのが、抵抗R、のトランジスタQmsで
ある。この場合、トランジスタQzaとQCsの分流比
を適宜設定することによシ、抵抗R1とR,との電位降
下量を等しくすることができる。これにょシ、寄生各L
itCBxsとCBC!4との両端電圧を等しくするこ
とができる◎ なお、第15図及び第16図のような構成では、トラン
ジスタQCsとQ!4との構造を適宜変えることにより
(例えば同一特性のトランジスタを並列に接続すること
によ、!7)、寄生容量CB(!lとCBe!4の容址
比を適宜設定することができる。
る。トランジスタのコレクタ・ベース間の寄生d敏は電
圧依存性がある。そこで、第16図の回路は、寄生d
祉C,(z 3とCBc24との両端電圧をり)シくす
ることによシ、4M反の向上を図るものである。このた
めに設けられたのが、抵抗R、のトランジスタQmsで
ある。この場合、トランジスタQzaとQCsの分流比
を適宜設定することによシ、抵抗R1とR,との電位降
下量を等しくすることができる。これにょシ、寄生各L
itCBxsとCBC!4との両端電圧を等しくするこ
とができる◎ なお、第15図及び第16図のような構成では、トラン
ジスタQCsとQ!4との構造を適宜変えることにより
(例えば同一特性のトランジスタを並列に接続すること
によ、!7)、寄生容量CB(!lとCBe!4の容址
比を適宜設定することができる。
第17図は、移相回路zoの抵抗性インピーダンス成分
をトランジスタのエミ、り動作抵抗によって構成したも
のである。
をトランジスタのエミ、り動作抵抗によって構成したも
のである。
トランジスタのエミッタ動作抵抗r@は、一般に、次の
式(51)で与えられる。
式(51)で与えられる。
、 ・・・(51)
T
但し、h:□
K:ボルツマン定数
T:絶対温度
q:電子の電性
It : トランジスタのエミッタ′4L流各トランジ
スタQ27〜Q3重を同一軸性のトランジスタとすれば
、各トランジスタのエミッタに流れる電流1.は等しい
。したかって、トランジスタQ17〜Q■のエミッタ動
作抵抗r。は等しい。
スタQ27〜Q3重を同一軸性のトランジスタとすれば
、各トランジスタのエミッタに流れる電流1.は等しい
。したかって、トランジスタQ17〜Q■のエミッタ動
作抵抗r。は等しい。
以上から、移相回路Z、の各抵抗値R1+Rg1容緻値
Ct+C1社、 となる。
Ct+C1社、 となる。
端子P!のイム6心2はトランジスタQmsのペースに
印加され、トランジスタQm4のペースには、次式で示
される信号’1)84が印加される。
印加され、トランジスタQm4のペースには、次式で示
される信号’1)84が印加される。
トランジスタQss p Qsa、電流源■。5は差動
増幅回路りを構成し、負荷抵抗R1O+R11r鳴し、
端子P sl l F $11に逆相の信号を出力する
。
増幅回路りを構成し、負荷抵抗R1O+R11r鳴し、
端子P sl l F $11に逆相の信号を出力する
。
端子psiに出力される信号’IJmtは(vma−:
t)に比例し、差動増幅回路りのコンダクタンスをQm
とすると、 1st = Im Rmo (vss −vs )なお
、トランジスタQso=Qszは信号934のlh流レ
ベルをイ8号6zの直流レベルに合わせるだめのもので
ある。
t)に比例し、差動増幅回路りのコンダクタンスをQm
とすると、 1st = Im Rmo (vss −vs )なお
、トランジスタQso=Qszは信号934のlh流レ
ベルをイ8号6zの直流レベルに合わせるだめのもので
ある。
第17図では、抵抗R1をトランジスタQ!7のエミッ
タ動作抵抗τe x 7 lb’jで4ト1成し、抵抗
R1をトランジスタQzs p Qisのエミッタ動作
抵抗rs*s l r829の2個で構成する場合につ
いて説明したが、抵抗R1とR1の比は、ダイオード接
続のトランジスタやダイオードの直列Jm続数によって
適宜設定OJ北なことは勿論である。
タ動作抵抗τe x 7 lb’jで4ト1成し、抵抗
R1をトランジスタQzs p Qisのエミッタ動作
抵抗rs*s l r829の2個で構成する場合につ
いて説明したが、抵抗R1とR1の比は、ダイオード接
続のトランジスタやダイオードの直列Jm続数によって
適宜設定OJ北なことは勿論である。
第18図はこの発明の位相安定回路を利用して電圧制仰
発振器(以下、vCOと称する)を構成したものである
。以下、この回路の構成及び動作を第19図及び第20
図のベクトル表示図を参照して説明する。
発振器(以下、vCOと称する)を構成したものである
。以下、この回路の構成及び動作を第19図及び第20
図のベクトル表示図を参照して説明する。
トランジスタQss * Qssは4i + P r
よシそgぞれ抵抗Ras # R33を介して同一のバ
イアスか供給される。これによシ、トランジスタQss
+Qssのエミッタ電位は等しい。
よシそgぞれ抵抗Ras # R33を介して同一のバ
イアスか供給される。これによシ、トランジスタQss
+Qssのエミッタ電位は等しい。
トランジスタQss + Qsaのエミッタには、移相
回路Zoと、地抗R84P R11の直列回路が挿入さ
れる。前述の如く、トランジスタQssとQisのエミ
ッタ電位が等しいから、抵抗R1゜Rz * R34*
Rssには直流電流が流れない。
回路Zoと、地抗R84P R11の直列回路が挿入さ
れる。前述の如く、トランジスタQssとQisのエミ
ッタ電位が等しいから、抵抗R1゜Rz * R34*
Rssには直流電流が流れない。
したがって、トランジスタQI7〜Qaoのペース+w
(iJl”jンジスタQss r Qssのエミッタ電
位とtミは等しい。
(iJl”jンジスタQss r Qssのエミッタ電
位とtミは等しい。
電流源’o7 r l01l r l’ 7ンジスタQ
ss t Qsss移相回路ZOp抵抗R34* R
Isは差動増幅回路を成す。したがって、信号÷1の振
幅を充分大きくすれは、トランジスタQ17やトランジ
スタQ31 r Qseのペースには、差動増幅回路の
振幅制御作用によシ、kに一定振幅の信号が得られる。
ss t Qsss移相回路ZOp抵抗R34* R
Isは差動増幅回路を成す。したがって、信号÷1の振
幅を充分大きくすれは、トランジスタQ17やトランジ
スタQ31 r Qseのペースには、差動増幅回路の
振幅制御作用によシ、kに一定振幅の信号が得られる。
トランジスタQsyのペースに得られる信号は92であ
シ、第19図に示すように、信号↓1に対して移相回路
zoによシ所定社移相された信号である。また、トラン
ジスタQss a Qssのペースに?Mられる信号は
、これをυ■とすると、第3図に示すように信号るlと
同相の信号でらる。
シ、第19図に示すように、信号↓1に対して移相回路
zoによシ所定社移相された信号である。また、トラン
ジスタQss a Qssのペースに?Mられる信号は
、これをυ■とすると、第3図に示すように信号るlと
同相の信号でらる。
トランジスタQayのコレクタにηCれる″電流5c8
7は) と表わされ、この信号に基づいて、端子P3に得られる
電圧モードの信号かこの発明の位相安定回路の出力であ
る安定位相のも号h3である。
7は) と表わされ、この信号に基づいて、端子P3に得られる
電圧モードの信号かこの発明の位相安定回路の出力であ
る安定位相のも号h3である。
この電圧(8号−u3は第19図に示す如く、電流信号
Ice7 と同相である。
Ice7 と同相である。
トランジスタQ39のコレクタに流れる’h [fe3
11は) と表わされ、この(N号5c31に基づいて、端子P8
に電圧モードの信号ら8がY41られる。(E S$e
311は、第19図に示すように当然信号↓■と同相で
あシ、したがって、仙号必8もイi)号9目と同相であ
る。この同相状態は、情月98が単Vc抵抗性インピー
ダンス成分のみを介して得られることを考えれば、当然
安定である。
11は) と表わされ、この(N号5c31に基づいて、端子P8
に電圧モードの信号ら8がY41られる。(E S$e
311は、第19図に示すように当然信号↓■と同相で
あシ、したがって、仙号必8もイi)号9目と同相であ
る。この同相状態は、情月98が単Vc抵抗性インピー
ダンス成分のみを介して得られることを考えれば、当然
安定である。
トランジスタQ sx□ 44 tri /プルパ2ン
ス型走励増幅回路を成し、端子P lo r P II
に印加される匍j岬屯圧に促って、第20図に示すよう
に、イ―号’037 r @(!39の相対的な伽幅の
大小を変えて合成し、所望位相の46号iを作る。この
信号iはエミツトフォロアトランジスタQ411を介し
て端子P12に導びかれ、タンク回MSを介して端子P
Kに正帰還される。
ス型走励増幅回路を成し、端子P lo r P II
に印加される匍j岬屯圧に促って、第20図に示すよう
に、イ―号’037 r @(!39の相対的な伽幅の
大小を変えて合成し、所望位相の46号iを作る。この
信号iはエミツトフォロアトランジスタQ411を介し
て端子P12に導びかれ、タンク回MSを介して端子P
Kに正帰還される。
このように、第18図のVCOは、この発明の位相安定
回路の位相安定動作と、差動増幅回路の伽幅fijll
(all動作を利用して、安定位相でかつ一定振幅の
2つの信号’ej7 r @c3@を作シ、これを制御
1 Isi圧に応じて適宜合成することによシ発振イf
j号を1与るものであるから、素子物性の変動に対して
安定した発振動作を実現することができる。
回路の位相安定動作と、差動増幅回路の伽幅fijll
(all動作を利用して、安定位相でかつ一定振幅の
2つの信号’ej7 r @c3@を作シ、これを制御
1 Isi圧に応じて適宜合成することによシ発振イf
j号を1与るものであるから、素子物性の変動に対して
安定した発振動作を実現することができる。
なお、以上の3、兄すjでは、トランジスタQllll
Qssの座!l1II壇幅回路段で振幅制限動作をかけ
る場付について説明したが、この部分では線形動作を行
わせ、トランジスタQs7〜Q40のダブルバランス型
差動増1陽回路段でリミッタ作用をかけるようにしても
よい。
Qssの座!l1II壇幅回路段で振幅制限動作をかけ
る場付について説明したが、この部分では線形動作を行
わせ、トランジスタQs7〜Q40のダブルバランス型
差動増1陽回路段でリミッタ作用をかけるようにしても
よい。
ここで、この発明の位相安定回路としで、例えば、第8
図に示す回路を代表として健米の位相安定回路と位相安
定能力を比較してみる。
図に示す回路を代表として健米の位相安定回路と位相安
定能力を比較してみる。
今、第8図において、端子P6におけるイ=号as (
218= 17g)を考えると、この11号は遅相信号
であるから、M21図に示すような遅相特性をもつ従来
の位相安定回路と比較して与る。
218= 17g)を考えると、この11号は遅相信号
であるから、M21図に示すような遅相特性をもつ従来
の位相安定回路と比較して与る。
まず、第21図に示す位相安定回路の出カイ1号る。の
位相ψ3は) となる。今、位相ψ3の設計額をψ3oとし、このとき
のTを1゛。とすると、ψ、o=45’の」ね合、1’
0 ” 1となるから位相ψは、−〒− 〇 と表わすことか可能でおる。
位相ψ3は) となる。今、位相ψ3の設計額をψ3oとし、このとき
のTを1゛。とすると、ψ、o=45’の」ね合、1’
0 ” 1となるから位相ψは、−〒− 〇 と表わすことか可能でおる。
一方、第8図に示す信号i5の位相ψ5は式(38)よ
シに1〉0であるから、式(33)よりψ6 = 94 となる。式(5のを駕形すると1 となる。今、安定位相ψIIoが−450の場合を号え
ると、この場合のT。は1+V丁となる。
シに1〉0であるから、式(33)よりψ6 = 94 となる。式(5のを駕形すると1 となる。今、安定位相ψIIoが−450の場合を号え
ると、この場合のT。は1+V丁となる。
したがって、式(60)は
のように表わすことが可能でおる。
′l゛
五を変数として位相ψ・とψ・の震動をめたのが第22
図のグラフである。グラフから明らかなように、この発
明の位相ψsI/1450付近では、この点を変憾点と
するようなはtユ゛放9勿線的なグラフを描くのに対し
、位相ψ3は一45°では、はぼ−次関畝的なグラフを
桶く。
図のグラフである。グラフから明らかなように、この発
明の位相ψsI/1450付近では、この点を変憾点と
するようなはtユ゛放9勿線的なグラフを描くのに対し
、位相ψ3は一45°では、はぼ−次関畝的なグラフを
桶く。
したがって、この発9」では、位相(−450)を中心
にして変動の少ない安定位相ψ5oを得ることができる
。
にして変動の少ない安定位相ψ5oを得ることができる
。
なお、以上の説明では、4与得回路A2を替相回路Z、
の出力側に設ける揚否を説り」したか、第23図に示す
ように、移相回路zoの入力端に設けてもよいし、人出
力の両刀に設けてもよい。要は、とのヴら明は、移相回
路zoの入力仏号v1 と出力(tj号9!の相対的な
振幅比を適宜調整し、為子持性の変動に伴って上記出力
信号各2かベクトル平面上で描く円弧に接する信号を得
るものであるから、この条件を満たすように、移相回路
zoの入出力信号を適宜合成するものであれば、どのよ
うな構成でもよい。
の出力側に設ける揚否を説り」したか、第23図に示す
ように、移相回路zoの入力端に設けてもよいし、人出
力の両刀に設けてもよい。要は、とのヴら明は、移相回
路zoの入力仏号v1 と出力(tj号9!の相対的な
振幅比を適宜調整し、為子持性の変動に伴って上記出力
信号各2かベクトル平面上で描く円弧に接する信号を得
るものであるから、この条件を満たすように、移相回路
zoの入出力信号を適宜合成するものであれば、どのよ
うな構成でもよい。
なお、この発明は両式(28)を完全に満足するように
、dい換えれば、48号vB (第1図では、411号
94 )が素子特性の変動に伴なって信号98が描く円
弧に完全に接するようにする必要は必ずしもなく、完全
に接する状態から若干ずれるものであってもよい。積極
的にこのようにした方かよいと思われる場合として、例
えば、移相回路Zoの素子特性の変動が設計値に対して
止負対家でない場合かある。
、dい換えれば、48号vB (第1図では、411号
94 )が素子特性の変動に伴なって信号98が描く円
弧に完全に接するようにする必要は必ずしもなく、完全
に接する状態から若干ずれるものであってもよい。積極
的にこのようにした方かよいと思われる場合として、例
えば、移相回路Zoの素子特性の変動が設計値に対して
止負対家でない場合かある。
これを第24図を用いて説明すると、同図は先の第2図
の点A付近を拡大して示すものでお素子特性の震動に対
して、信号る2が描く軌跡である。この場合、素子特性
の変動が設計値に対して正負対称でないため、信号る2
のベクトル座標の変動も設計値AK対して正負対称では
ど)、 ?−さ なく、例えば、ASI) Ass となる。
の点A付近を拡大して示すものでお素子特性の震動に対
して、信号る2が描く軌跡である。この場合、素子特性
の変動が設計値に対して正負対称でないため、信号る2
のベクトル座標の変動も設計値AK対して正負対称では
ど)、 ?−さ なく、例えば、ASI) Ass となる。
このような場合、イキ号h2のベクトル座標のメー\
設計1lIIA′を点Aから小さい方の円弧Ass側に
ずらすように設計すれば、設計値を点Aに設定する場合
よシも、素子特性の変動に伴う安定位相の変動を極力小
さくできる可能性が高い。すなわち、このようにすれば
、設計値A′が最も変動しやすい側k、つまシ、円弧ζ
1・側に接点Aが存在するようになるからである。
ずらすように設計すれば、設計値を点Aに設定する場合
よシも、素子特性の変動に伴う安定位相の変動を極力小
さくできる可能性が高い。すなわち、このようにすれば
、設計値A′が最も変動しやすい側k、つまシ、円弧ζ
1・側に接点Aが存在するようになるからである。
このように、この発明の位相安定回路によれば、素子特
性が変動しても、女カjした両度のよい位相を得ること
ができる。この場合、安定位相を得るための条件は、同
種の素子の比で表わされる。これは、この発明の位相安
定回路がIC化に適していることを意味する。したかっ
て、この発明の位相安定回路はICに内蔵することが可
能で、ICの周辺部品及びピン数の削減に寄与すること
ができる。周辺部品の制限はICの低価格化をもたらし
、全体回路の低価格化をもたらし、ビン数の制限はパッ
ケージの小型化をもたらす。また、位相安定回路用のビ
ンを必要としないことは、ビンを池の回路用に使うこと
ができ、多機11ヒ化チツプを実現することができる。
性が変動しても、女カjした両度のよい位相を得ること
ができる。この場合、安定位相を得るための条件は、同
種の素子の比で表わされる。これは、この発明の位相安
定回路がIC化に適していることを意味する。したかっ
て、この発明の位相安定回路はICに内蔵することが可
能で、ICの周辺部品及びピン数の削減に寄与すること
ができる。周辺部品の制限はICの低価格化をもたらし
、全体回路の低価格化をもたらし、ビン数の制限はパッ
ケージの小型化をもたらす。また、位相安定回路用のビ
ンを必要としないことは、ビンを池の回路用に使うこと
ができ、多機11ヒ化チツプを実現することができる。
このように、この発明のようにIC内蔵が0J能で、内
蔵しても梢瓦の劣ることのない位相安定回路を提供する
ことは、ICd造上0経浦的効果′?1:商めるもので
ある。
蔵しても梢瓦の劣ることのない位相安定回路を提供する
ことは、ICd造上0経浦的効果′?1:商めるもので
ある。
第1図はこの発明に係る位相安定回路の一実IM例を7
バす回路図、第2図は第1図の動作を説明するためのベ
クトル表示図、第3図乃至第6図はそれぞれこの発ゆ」
の異なる実施例を示すもので、特に移相回路の構成を示
す回路図、第7図乃至第17図はそれぞれこの発明の其
体的構l戎の異なる例を示す回路図、第18図はこの発
IJJの位相安定回路を用いて■COを構成した場合の
一例を示す回路図、第19図及び第20図は第18図の
動作を目兄明するためのベクトル表示図、第23図はこ
の発明のさらに別の実施例を示す回が6図、第24図さ
らにまた別の実施例を説明するためのベクトル表示図で
ある。 pl l Fg * p、・・・端子、zo・・・移相
回路、z!・・・第1の移相部、Z2・・・第2の移相
部、Al*A2・・・利得回路、A3・・・加貌−回路
、RIIR,・・・抵抗、CI 、C2・・・コンデン
サ。 出続i人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1 図 ム1 第2 図 第3図 第4図 第5図 符6閏 第7FI!J N8 図 ’(:i’、 91z+ 第15図 第16図 第17図 第18図 /T719図 第20図 第21図 第22図 手続補正書(方式) 昭和51・7実1j゛日 特許庁長官 志 賀 学 殿 ■、事件の表示 特願昭59−46813号 2、発明の名称 位相安定回路 3、補11三をする名゛ 事件との関係 特許出願人 (307)株式会社 東芝 4、代理人 昭和59年6月26日 6、補市の対象 明細書 7、補正の内容 明細書の第50頁第2行目乃至第3行目に「ベクトル表
示図、第23図は」とあるを手コ丸≠;木太妻啄澗=a
−[壮日コヒ九云薫「ベクトル表示図、第21図は従来
の位相安定回路を示す回路図、第22図は第8図の回路
と第21図の回路の位相安定能力を比較して示す特性図
、第23図は」と訂正する。
バす回路図、第2図は第1図の動作を説明するためのベ
クトル表示図、第3図乃至第6図はそれぞれこの発ゆ」
の異なる実施例を示すもので、特に移相回路の構成を示
す回路図、第7図乃至第17図はそれぞれこの発明の其
体的構l戎の異なる例を示す回路図、第18図はこの発
IJJの位相安定回路を用いて■COを構成した場合の
一例を示す回路図、第19図及び第20図は第18図の
動作を目兄明するためのベクトル表示図、第23図はこ
の発明のさらに別の実施例を示す回が6図、第24図さ
らにまた別の実施例を説明するためのベクトル表示図で
ある。 pl l Fg * p、・・・端子、zo・・・移相
回路、z!・・・第1の移相部、Z2・・・第2の移相
部、Al*A2・・・利得回路、A3・・・加貌−回路
、RIIR,・・・抵抗、CI 、C2・・・コンデン
サ。 出続i人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第1 図 ム1 第2 図 第3図 第4図 第5図 符6閏 第7FI!J N8 図 ’(:i’、 91z+ 第15図 第16図 第17図 第18図 /T719図 第20図 第21図 第22図 手続補正書(方式) 昭和51・7実1j゛日 特許庁長官 志 賀 学 殿 ■、事件の表示 特願昭59−46813号 2、発明の名称 位相安定回路 3、補11三をする名゛ 事件との関係 特許出願人 (307)株式会社 東芝 4、代理人 昭和59年6月26日 6、補市の対象 明細書 7、補正の内容 明細書の第50頁第2行目乃至第3行目に「ベクトル表
示図、第23図は」とあるを手コ丸≠;木太妻啄澗=a
−[壮日コヒ九云薫「ベクトル表示図、第21図は従来
の位相安定回路を示す回路図、第22図は第8図の回路
と第21図の回路の位相安定能力を比較して示す特性図
、第23図は」と訂正する。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力端子と出力端子との間に挿入される第1の移相部及
び前記出力端子と基準電位点との間に挿入される第2の
移相部を有し、前記第1、第2の移相部はいずれも抵抗
性インピーダンス成分とりアクタンス性インピーダンス
成分を並列接続して成るか、一方はこの並列接続回路か
ら成り、他方が前記2つのインピーダンス成分のどちら
か一方から成シ、前記出力端子に得られる出力信号が前
記インピーダンス成分の特性の変動に従ってベクトル平
面上で円弧の軌跡を描く移相回路と、 との移相回路の入出力信号を適宜合成する合成回路と を具備し、 号の合成利得、k2:同人力18号の 合成/I′u得) の抵抗性インピーダンス成分の並列 合成インピーダンス、R1=前hピ第 lの移相部の抵抗性インピーダンス 性成分のインピーダンス) 部のりアクタンス性インピーダンス 成分の並列合成インピーダンス、 XI : f41j記第1の移相部のリアクタンス性イ
ンピーダンス成分のインピ ーダンス) 人O 上式をほぼ満たすように構成されていることを特徴とす
る位相安定回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4681384A JPH0624302B2 (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 位相安定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4681384A JPH0624302B2 (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 位相安定回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60190014A true JPS60190014A (ja) | 1985-09-27 |
JPH0624302B2 JPH0624302B2 (ja) | 1994-03-30 |
Family
ID=12757768
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4681384A Expired - Lifetime JPH0624302B2 (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 位相安定回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0624302B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2625630A1 (fr) * | 1987-12-30 | 1989-07-07 | Labo Electronique Physique | Circuit dephaseur actif |
-
1984
- 1984-03-12 JP JP4681384A patent/JPH0624302B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2625630A1 (fr) * | 1987-12-30 | 1989-07-07 | Labo Electronique Physique | Circuit dephaseur actif |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0624302B2 (ja) | 1994-03-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5640112A (en) | Clock signal distributing system | |
US6456167B1 (en) | Quadrature oscillator | |
CA2043599C (en) | Voltage controlled balanced crystal oscillator circuit | |
US20080129393A1 (en) | Voltage Controlled Oscillator | |
US7724101B2 (en) | Crystal oscillator circuit with amplitude control | |
JPH04348614A (ja) | 電気的に制御可能な発振回路 | |
Raj et al. | Two new third-order quadrature sinusoidal oscillators | |
US6198360B1 (en) | Quadrature current frequency modulation oscillator | |
JPH11163687A (ja) | 集積回路構成のための広い周波数レンジ及び低ノイズの電圧制御オシレータ | |
US5495194A (en) | High frequency multiplier | |
US20110133710A1 (en) | Partial Feedback Mechanism in Voltage Regulators to Reduce Output Noise Coupling and DC Voltage Shift at Output | |
JPS60190014A (ja) | 位相安定回路 | |
US5721505A (en) | Delay circuit manufacturable by semiconductor elements | |
US4509018A (en) | Asymmetric superconducting quantum interference device in a linear amplifier circuit | |
US4745370A (en) | Adjustable phase shift circuit | |
US6177822B1 (en) | Variable phase shifting circuit manufactured in simple integrated circuit | |
US6046639A (en) | Amplifier/oscillator circuit with common-emitter amplifier and differential amplifier | |
JPS6378612A (ja) | レベルシフト回路 | |
US7242243B2 (en) | Voltage-controlled capacitor circuit and related circuitry with diode and MOS varactors | |
JPS59152705A (ja) | 和又は差周波数信号発生回路 | |
US6037843A (en) | Controllable reactance circuit for an integrated circuit | |
Pandey et al. | Novel single input five output voltage mode universal filter based on DDCCTA | |
JP2930305B2 (ja) | 移相型発振回路 | |
US4517533A (en) | Integrated crystal VCO | |
CN100553114C (zh) | 数字电流控制振荡器 |