JPS60190014A - 位相安定回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は所望の位相を得るための位相安定回路に関す
る。

〔発明の技術的背景〕

一般に、電子機器においては、回路の簡略化、小形化を
図シ、製造経費の低減をすすめている。

回路の簡略化、小形化の有効な方法の１つとして、回路
の半導体集積回路（以下、ＩＣと称する）化があル、多
くの機器の回路がＩＣ化されている。例えば、カラーテ
レビジョン受像機においても、中間周波処理回路、映像
信号及びクロマ１ｄ号の処理回路、同期＠党処理回路、
偏向回路、音声（Ｍ号処理回路等、はとんどの回路がＩ
Ｃ化されている。さらに、近年は、これらの回路が２〜
３チツプのＩＣ構成、１〜２チツゾのＩＣ構成へと篩集
積化が図られている。

〔背景技術の問題点〕

ところで、市集積化では、パッケージの許容電力、ピン
数が回路設計上の大きな制約条件となる。ピン数につい
てみれば、回路や素子をできるだけＩＣ内に組み込んで
ビンの数をできるだけ少なくすることが重畳である。こ
れは、一部の回路や素子をＩＣの外付けにすると、ピン
数の増大を招き、ＩＣ化が阻害されるからである。した
がって、ＩＣ化に際しては、できるだけ、外付けの回路
や素子を少なくすることが重畳である。

しかしながら、ＩＣにおいては、個別部品に比較して素
子の特性の変動（製造上の震動や温度による変動）が大
きいため、回路特性が素子特性の変動に大きく左右され
る回路では、ＩＣ化が遅れている。仮に、ＩＣ化ができ
ても畠集積化がむずかしく、経済性同上が進まない欠点
をもっ１いる。

ＩＣ化のしにくい回路として所望位相の信号を得るだめ
の位相安定回路がある。この回路では、個々の素子の特
性の絶対値がそのまま位相特性を左右する。したがって
、この回路では、精度のよい位相を得たい場合、ＩＣの
周辺に組まさるを得なく、パッケージのピン数の増大、
周辺部品の増大を招くという問題を鳴している。

〔究明の目的〕

この発明は上目己の事１′Ｈに対処すべくなされたもの
で、素子特性が震動しても安定した精度のよい位相を得
ることができ、ＩＣ化に好適な位相安定回路を提供する
ことを目的とする。

〔発明のｇ賛〕

この発明は、例えは第１図に示す一実施例を用いて説明
するならは、コンデンサと抵抗の並′列回路を直列接続
して成シ、素子特性の変動に対して出力４ｇ号Ｃ２のベ
クトル座標が円弧を描くような移相回路ｚｏを設け、こ
の移相回路ｚｏの入出カイぽ号ｖ１　、　ｖ２を利得回
路Ａｌ、　Ａ、、加算回路Ａ３で適宜合成するもので、
この場合、加算回路Ａ３の出力信号−３が信号￥２に適
当な利得を設定する利得回路Ａ２の出力信号が描く円弧
にほぼ接するように、移相回路ｚ０の各インピーダンス
成分の値や利得回路ＡＩ、Ａｇの利得に２＊　ｋ＋　ｋ
設定するように構成したものであ、る。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳細に説明
する。

ｉＪ　１図は一実施例の回路図である。図において、Ｐ
１＋Ｐ８はそれぞれ位相安定回路の入力端子及び出力端
子である。Ｐ２は移相回路２゜の出力端子であると同時
に、利得回ｍ　Ａ　ｚの入力端子を兼ねる。

移相回路Ｚｏは端子ＰｌとＰ２との間に挿入される第１
の位相部ｚ１と、端子Ｐ２と基準電位点（図示の場合、
アース′電位点）との間に挿入される第２の移相部ｚ２
を有する。第１の移相部２！は違抗Ｒ１とコンデンサＣ
Ｉ　とを並列接続して成シ、第２の移相部ｚ２は抵抗Ｒ
２とコンデンサＣ２とを並列接続して成る。

第１１第２の移相部Ｚ１＋Ｚ２の直列回路の両端に入力
信号ｖ１を印加し、移相部Ｚ１　＊　２２による分割信
号として移相回路Ｚ、の出力信号ｉを取シ出すようにな
っている。利得回路Ａ、ＩＡ２の利得はそれぞれｋｇ　
ｒ　ｋｌである。入力信号Ｖｌは利得回路Ａ１にてｋｌ
ｖｌ　とされ、出力信号ｉは利得回路Ａ２にてｋｌｖ□
とされる。これら出力信号に２ｖｌ　ｒ　ｋｌｇは加昇
回路Ａ３に加昇され÷３となる。

利得Ｊ　＊　ｋ２はｋｌ＝０　、　ｋ、　＝　０を除い
てすべての値を取ｐ得る。ｋｌ　１　ｋｌ　＞　０は同
相、ｋｌ＋に怠く０は反転位相、Ｉｋｌｌ　−１ｋｌ＋
＜　１　は減拭、１ｋｌｌ、Ｉｋ２１　＞　１は増幅を
意味する。

ｋｌ　ｒ　ｋ２　”　１は直結（または容量結合ならば
減衰なしの結合）を意味する。

第１図の回路をＩＣで考える。周知の如く、同一チッグ
上に構成した半導体菓子は、その素子自体の特性の変動
は個別の部品よシ大きいが、同種の素子の特性の比はほ
とんど安定した一定の値となる。

以後、この発明を説明するに当シ、次の定義を設定して
おく。

まず、各素子や回路に付す符号は、説明の便宜上、その
素子や回路のインピーダンスも示すものとする。抵抗Ｒ
１とＲ２を並列接続した場合の並列合成インピーダンス
の値をＲＯ％コンデンサＣ１とＣ２を並列接続した場合
の並列合成インピーダンスの等価谷童値をｃｏ　とする
と、次のようになる。

さらに、谷抵抗埴８１．Ｒ，と合成インピーダンスの値
Ｒ，との比をそれぞれｐＨｐ２、各容量値ＣＩ＋０２　
と等価谷ｊｉｔ値ｃｏとの比をそれぞれｑｌ、（１２と
すると、これら比ｐＨｐ２゜ｑｌ　・ｑ２は次のように
なる。

ここで、同一半導体基板上に設けた同種の素子の特性の
比は一定値に設定することがで廖るから、式（２）よｐ
ｐｍ　＋ｐ２　＋ｑｌ　＋ｑｌは一定の値として扱うこ
とができる。言い換えれば、これらＰＬ　ｐｐｍ　＋ｑ
ｌ　＋ｑ２は素子の特性の変動に影響されない。また、
抵抗値Ｒ１５Ｒ＊が１つの方向に変動すれば、合成イン
ピーダンスの値Ｒｅもまた同じ方向に変動し、その変動
量は抵抗値Ｒ１ｒ　Ｒ２の変動量に比例する。等価谷蓋
値Ｃｏについ又も同様で、容量１区Ｃ１１Ｃ２と同一方
向に変動し、その変動蓋も容量値ＣＩ、Ｃ。

の変動量に比例する。−万、移相回路Ｚｏを構成する抵
抗とコンデンサの値は独立に変動するものである。した
がって、移相回路ｚｏは２棟類の変数を有するが、ここ
で抵抗値と容量値の積を変数と考えれば、両者の変動を
１つの変数で表示できる。これをＴとおき、次のように
定義する。

Ｔ＝ωＣｏＲｏ−（３） ただし、ω：入力信号ｖ１の角周波数変数Ｔを定義する
に際しては、抵抗Ｒ１ｒ　Ｒ２、コンデンサＣ□　＋Ｃ
２の間の４つの組合せの１つを用いてもよいが、後述す
る第３図乃至第６図で説明するようないずれか１つの菓
子が存在しない場合、定義不能となる。しかし、式（３
）のように定義すれば、全ての場合を表現できる。

ところで、先の式（２）から次の関係が導ひかれる。

また、第１図から移相部ｚｌ＋Ｚ１のインピーダンス２
．．２．をめると、 よって、出力信号糺は、 ｐｘ　Ｒｅ となる。式（７）を変形して、 となる。

さらに、第１図から ｙ　３　＝　ｋ２ｖｌ　＋　ｋｌ　Ｖｌ　、＋・（９）
＝に、０５！十妄２） ｋｌ ＝　ｋ、　（ｋ妥ｔ＋ｖｘ）＝ｋｔ÷４　・・・（６）
ｋ、　・ ただし、ｋ＝　−＋　ｖ４　＝　１ｃｖｔ　＋ｖｚ　”
劃υに！ となる。ここで、ｋは加算回路Ａ３において、端子Ｐ２
〜ｐｍ間の伝達経路の係数を基準としたときの端子Ｐ１
〜Ｐ３間の伝達係数を示す。

言い換えれば、利得に１を基準としたときの利得に、の
相対的な大きさを表わす。

式αＱから信号；３の位相ψ３に層目して考えれば、今
、利得に！は同相または逆相のいずれか一方の位相を決
め、かつ、これは安定に決めるものであるから、位相ψ
３に安定性をめるには、１８号銭の位相ψ、に安定性を
めればよい。よって、以下の説明では位相ψ、の安定性
を考察するに当り、弐〇ηに従って位相ψ４の安定性を
考察する。

位相ψ４をめるに当り、信号糺を第２図のベクトル表示
図に示す。ここで、人力信号糺を基準信号として考えて
計算や表示の便宜上、ｌζ１ｌ＝１．／Ｖ、＝０°　・
・・（６）とする。式（Ｊ才の条件から式（８）は、と
なる。第２図は横軸（Ｘ軸）を実数軸、縦軸（ｙ軸）を
虚数軸にとってＯを原点とする。第２図にて、ＯＡ””
Ｖｌ　、　ＯＢ”：に船とする。第２図はｋ（Ｏの場合
を例示している。信号Ｃ４は、ｖ　４　＝ＯＦ　＝ＯＡ
＋ＯＢ　＝ｖ＠　十ｋ　Ｖｌ　＋＋＋　（１４となる。

さらに、位相ψ４をめるに当！＞　、　８１点座標（−
に、Ｏ）をとる。第２図かられかるよの位相と同一とな
る。また、了の振１陥と一１＾の振幅は等しい。よって
、０Ｆ＝Ｂ’Ａである。

次にＡ点について考える。Ａ点の座標を（ｘ＊　ｒ　ｙ
ｔ　）とすると、弐〇よυとなる。一方、Ａ点は次の関
係式を満たす。

ここで、 とおくと、Ａ点は座標（＆、０）’に中心とし、半径を
ｒとする円Ｒの円周上の１点となる。ル標（ａ、Ｏ）ｋ
点Ｃとすると、第２図となる。

変数Ｔが変動すると、点Ａは各座標Ｘ１ｌ）’１が変数
Ｔの関数で表わされるから、円周上にそって移動するこ
とになる。ｉ２図の円Ｒは変数Ｔが無１８１ｊ限に変動
した場合に生じる。しかし、実際は、移相回路ｚｏの抵
抗値Ｒ１＊　Ｒｚ　％　Ｗ麹値ｃｌｌｃ２はある値に設
定されるから、点Ａは円周上の一点に決′１ル、抵抗値
Ｒ１，Ｒ２、谷瀘値Ｃ１、Ｃ，が設計値から変動したと
き、数日↑上の一点ヶ中心に円周上に沿って前後に狭い
範囲に分布する。この範囲内でＡ点が変動したとき、°
訊もまた動くが、電の位相の変動が最も少ない条件は、
Ｂへが設計上のＡ点にて円Ｒに接するように変数Ｔの値
を設定したときとなる。

以下、その説明を追ってみる。

まず、Ｂｋが円Ｒに接する条件をめる。Ａ点（ｘｓ、ｙ
ｌ）にてこの円Ｒに接する接線の式は、（ｘｌａ　）（
Ｘ−ａ　）＋ｙｔｙ＝　ｒ２　・・・（６）となる。こ
の接線が８１点座標（−に、Ｏ）を通るから、 （ＸＩ　ａ　）　（−に−ａ　）＝　ｒ２−ｅＡとなる
。弐〇〇、Ｑ樽に示されるＸ１ｒａ＋ｒを式（ホ）に代
入すると、 となる。式ＱυをＴ２について整理すると、１ となる。次に位相９４をめると、第２図よシ、ψ４　＝
　／ＣＢ’Ａ　＝　ｔａｌｌ−１（−ｌニー）　＝　ｔ
ａｎ−’　Ｘ　−ｆ−１ｘｘ（ｋ） となる。　ここで、 Ｘ＝　・・・レタ ｘｌ　（−ｋ） である。

変数Ｔの変動に対して位相ψ４の変動が最も少ないのは
、位相ψ４を変数Ｔで微分した値ψ１が零となるときで
ある。微係数ψｌが零となる条件は、ｘｌ変数Ｔで微分
した値Ｋが零となる条件と同じでおる。

式（ハ）に式１１！、／、　１．ｌ＊のｊｃｌｌ）’１
を代入して、となる。式（ハ）を変ａＴについて微分す
ると、となる。Ｘ′−００条件は式に）から、１＋ｐ１
に＝（Ｊ狂＋ｐｔｋ）Ｔ２　・・・（ロ）ｌ となる。式＠全変形すると、 ｉｌ となる。

式（ハ）は式に）と等しい。これは先に述べたように、
円Ｒに接するようにＯＡとＯＢ’からＢ’Ａを作れば、
Ｂｋの位相ψ４は、変数Ｔがその設計値から前後に変動
してもほとんど変動しないことを示している。したがっ
て、式曽を満足するように回路を設計すれば、素子特性
が変動してもほとんど変動しない位相ψ４を得ることが
できる。

ところで、式（２）　、　（３）　ｔ＝用いて式（２）
や（ハ）は次のように表現できる。

弐■から次のようなことが菖える。抵抗Ｒ１とＲ２の並
列合成インピーダンスＲ，と抵抗値Ｒ１の比に利得ｋを
加えた値と、コンデンサコンデンザＣ１のインピーダン
スミーの比に利得１ｔｌ−加えた値の比（右辺）が並列
合成インピーダンスＲ，と６Ｊ　Ｑ６の比の２乗に等し
い関係時に、位相が最もよく安定する。実際には、後述
するように、はば等しい条件であれば、この発明は充分
その効果をもつ。式■の右辺は弐ｃＩｖの右辺のように
表現することができ、これは、ｋ、”１　、”Ｚ　で決
まシ、一定の値にすることが掬　Ｃ１ できる。したがって、式に）の条件を言い換えて弐〇υ
を満たすように、ＲＯｚ　ＣＯを成すＲ１。

Ｒ１ｒ　ｃｌ　Ｉ　ＣＺを設定すれば、安定した位相を
得ることができる。

ここで、式（７）を満足するときのＴの１旺をＴＯとす
ると、 １ となる。弐〇′４を用いて式（ハ）を整理し、弐翰に代
入すると、次式に）が得られる。

信号；３の位相ψ３は、ｋｌ〉Ｏのときψ３＝ψａ　ｒ
　ｋｔ　＜０のときψ３＝ψ４＋１８０°　となる。そ
して、Ｔ＝Ｔ、のときの位相ψ４の安定位相ψ４ｏは、 として得られる。また、位相ψ３の安定位相ψ３０はｋ
ｌ〉０のときψｓｏ＝ψａｏ　＋　ｋｔ　（ｏのときψ
ｓｏ＝ψ４．＋１８０°　となる。

なお、以上の説明では、各移相部Ｚ　１　ｒ　Ｚ　ｚが
いずれも抵抗とコンデンサの並列接続から成る場合につ
いて説明したが、第３図乃至第６図に示すように、一方
の移相部が抵抗とコンデンサの並列接続から成るもので
あれは、他方の移相部は抵抗あるいはコンデンサのどち
らか一方から成るものであればよい。

また、以上の説明では、リアクタンス性インピーダンス
成分としてコンデンサのような容振性インピーダンス成
分を用いる場合を説明したが、コイルのような誘導性イ
ンピーダンス成分を用いるようにしてもよｉことは勿−
である。

また、誘導性インピーダンス成分としては、高周波毎号
を取扱う回路では、配線のインダクタンスを利用しても
よい。

ここで、この発明の具体的構成の一例を詳細に説明する
。

なお、以下に銃明する図面においては、Ｒに添字を付す
符号は抵抗を示し、Ｃに添字を付す符号はコンデンサを
示し、Ｑに添字を付す符号はトランジスタを示し、■に
添字を付す符号は′電圧源を示し、工に添字を付す符号
は電流源を示し、Ｄに碩学を付す符号はダイオードを示
し、Ｐに添字を付す符号は端子を示す。また、上記几や
Ｃ，Ｖ、Ｉに添字を付す符号は同時に抵抗値や容量値、
電圧値、電流値も示すものとする。

この発明の具体的構成としては抛々の構成のものが考え
られるが、まず、第１図および第２図との対応でわかり
やすいと思われるものとして第７図の回路を説明する。

図において、入力端子ＰＬ　からの入力信号Ｖ！は１つ
はトランジスタＱ３で増幅され、トランジスタＱ４−Ｑ
ｌのカレントミラー構成で震侠され、出力端子Ｐ３に現
われる。トランジスタＱｓ　＃　Ｑ４　＃　Ｑｓ　％　
ａＭ、Ｒ４＊　Ｒｇが利得回路れる。入力信号妄１の他
の１つはトランジスタＱ１のエミッタフォローを介して
移相回路Ｚ。

に供給される。抵抗Ｒ１ｙＲ１はトランジスタＱｓ　（
２）直流′−流を流すエミッタ抵抗の役目金もつととも
に、トランジスタＱｓのエミッタの直流電圧をレベルシ
フトしてトランジスタＱ２のベースバイアス電圧を供給
する役目を兼ねている。移相回路２ｏの出力信号は端子
Ｐ２へ電圧１６号ｉとして与えられる。この信号Ｑ２　
はトランジスタＱ２で増幅され、トランジスタＱ６　。

Ｑ７のカレントミラー構成で変換され、出力端子Ｐ、に
導び〃・れるとともに、実際はトランジスタＱ７１Ｑ６
のコレクタの接続点（加昇回路Ａ３に相当）にて信号ｖ
ｌと合成される。トランジスタＱｚ　＋Ｑ６　１　Ｑ？
　、抵抗ＲＢ　＊　Ｒ＠が利得回路Ａ２を構成し、その
利得に１はｌ（、＝”’−６ で与えられる。

上述した利得ｋｓ　＄１＜ｉ　’を用いて利得ｋｌ求め
ると、 １１゜ ５ となる。仁の場合、ｋｌ〉０であるから、安定位相ψ３
ｏは、式（ロ）より となる。

第７図においては、位相ψ３ｏを進相、遅相のいずれに
もとることができる。すなわち、１＞Ｔａ２　なる関係
を設定すれば、舊い換えると、式（２）、い場よシ且〈
」生に設定すれば進相を得るＣＩ　ｇ。

ことができ、この逆を設定すれば、遅相上掛ることがで
きる。

′Ｉ）ｆＪ８図は第２の具体的構成例を下す回路図であ
る。

図において、トランジスタＱｓｅＱｅはＩＯｌを電流源
とし、抵抗Ｒ１１ｔＲ７を負荷抵抗として出力端子Ｐ３
　、ＰＢに逆相出力を取υ出し可能な差動増幅回路を成
す。各出力は抵抗Ｒ８。

Ｒ７の値を同一に選べば（以下、この抵抗ｆｌ＋１ｔＲ
Ｌと記す）は同一の振幅がとれる。

トランジスタＱｇのペースに４ｍ号雫１、トランジスタ
Ｑａ　のペースに信号Ｑ２がそれぞれ人力されるので、
差動増幅回路のコンダクタンスヲｇｍとすると、出力端
子Ｐ３＋ｐＨの各出力ｖ３１　Ｖ５はそれぞれ、 ｖ３　＝　Ｑｍｋ　（−誓ｔ　＋ｖｚ）　・・・０Ｉ）
ｖｓ”　１７ｍｋ（−ｖｔ＋ｖｚ）　・・・６０となる
。故に、信号；ＩＩ　＋　Ｙ５のいずれの場合もに＝−
１となる。

電圧源ｖＢ１はトランジスタＱｓ＋Ｑｅのバイアス供給
源であシ、移相回路Ｚｏの抵抗Ｒ，または抵抗Ｒｚ＋Ｒ
１を介してトランジスタＱｓまたはＱ９にそれぞれペー
スバイアスを供給している。抵抗値Ｒｉｉ抵抗値Ｒ２よ
り充分小さくすれば、トランジスタＱａ＋Ｑｇ（１）ペ
ース―位ケはとんど同電位にすることができる。よって
、差動増幅回路を安定に動作させることができる。

移相回路ｚｏは、第１図に示す移相回路ｚ。

において、ＣＩ＝０　としたものに相当し、つまり第３
図に示す移相回路ｚｏに相当しこれは言い換えれはｑｌ
＝■に相当する。式（ロ）において、ｑ１＝＝ηを代入
し、さらに、ｋ＝−１とおくと、となる。位相ψ３ｏは
式に）を弐響に代入してめれはよい。なお、１１号；６
の位相は信号Ｃ３の位相の逆相となる。

第９図は第３の具体的構成例を示す回路図である。

図において、移相回路Ｚｏは、＠１図の移相回路Ｚｏに
おいて、ｋＬ、＝ωとしたもの、つまシ第４図に示す移
相回路に相当する。また、ダイオードＤＩはトランジス
タＱ＋ｔのベース・エミッタ問丸圧の補償用のダイオー
ドで、抵抗ｉｔ　１．　Ｖｃ直直流泥流流えないように
している。

人力踊子Ｐ１に印加された信号１１はトランジスタＱ１
０のエミッタフォローを介して１つは１４相回路ＺｏＫ
入力され信号８２とされる。この１ｇ　％　’ｌ’　２
はトランジスタＱｔｔにて反転増幅され、出力免１子Ｐ
Ｉ＋に導ひかれる。池の１つは抵抗Ｒｘｏ’を斤しトラ
ンジスタＱｔｔのエミッタに人力され、このトランジス
タＱ目にて同相増幅された後、出力陽子ＰｓＫて信号′
ｖｌの反転出力と〃口具される〇 図からトランジスタＱ目のコレクタの信号′屯θ１ｃｊ
ｃは、 となる。また、１−５３は、 Ｖ３＝　Ｒ１１ｚｃ となる。よって、ｋは、 となる。

式（４２）よシ、ｋは抵抗値ＲＩＯとＲ１１の化上利用
して与えることができる。また、抵抗Ｒｈｏには直流′
電流が流れないから、その１１目を変えても直流レベル
の変動が生ぜず、設計上、直流設計がｄ易となる。

址だ、上述の如（、Ｒ２＝ωであるからｐ２＝ωとなシ
、式（３２）の関係式は次のように表現される。

１ ここで、式（２）に示されるｑｌ　１式（４２）に示さ
れるｋを式（４３）に代入すると、 ｃ、Ｒ，。

となる。以上から、抵抗値Ｒ１０ｐＲ１１の比）谷酊値
Ｃ１ｒＣ１の比を利用して安定な位相ψ３ｏをめること
ができる。

８１＆１０図は第９図をきらに展開した例を示す回路図
である。すなわち、トランジスタＱｌｌはトランジスタ
Ｑ１ｏに相当し、トランジスタＱｔｓはトランジスタＱ
ｌｌに相当し、抵抗Ｒ１１！は抵抗ＲＩＧに相当する。

抵抗Ｒｔｓは抵抗Ｒ１によるベース電圧降下分を補償す
る抵抗で、Ｒ１８キＲ１となるように設定されている。

ｋは次のようにしてめられる。まず、信号る３をめると
、となる。式（４５）よシ、ｋは、 となる。

第１１図は第５の具体的構成例を示す回路図である。

図において、人力端子Ｐ！に人力された信号？７１は１
つはトランジスタ。１７で１引痕口幅され、出力端子Ｐ
３に導びかれる。曲の１つはトランジスタＱ＋ｓを介し
て移相回路Ｚｏに供給され、端子ｐ＝に（Ｕ号９ｇとし
て導びかれる＠移相回路ＺｏＬニア）抵抗Ｒ２は利得回
路Ａ３の入力抵抗を７（区ねておシ、電圧信号の形で端
子Ｐ２に現れるイ目号る冨は抵抗Ｒ３を通して電流信号
の形で利得回路Ａ、に与えられる。利得回路Ａ２のトラ
ンジスタＱ１４　ｒ　ＱｔｓはトランジスタＱ１４のペ
ース・コレクタ間を直結したカレントミラー構成である
。トランジスタＱ目のコレクタ・エミッータ間は交流的
にインピーダンスか低く、これが抵抗Ｒ２Ｏ値に比べ無
視できるように抵抗Ｒ１の埴を選べは、移相回路ｚｏの
構成は先の第１図のそれと同−構成となる。

入力端子ＰＩＫ人力伯号信号が印加されれば、トランジ
スタＱ　１６１Ｑ　１７のエミッタに信号１が生じ、端
子Ｐ２に信号会２が発生する。この信（へは先の式（８
）でめられる。端子Ｐ３に生じる出力信号る３は次式（
４７）で与えられる。

１４１９　・ ｖＨ＝ｖｌ　−ゎ−ｖ２　・・・（４７）２ ここで、ｎはカレントミラー回路の′電流オリ？辞であ
る。式（４７）よυには、 ２ に＝□　・・・（４８） Ｒ１ｇ として与えられる。もし、Ｒ１１１＝Ｒ１に設冗すれば
、ｋ＝１として与えられる。ｎは素子の比、すなわち、
トランジスタＱ１４　ｔ　Ｑｔｓのエミッタ面積の比で
実質的に与えることができ、ＩＣでは安定した１゛ぎ度
のよい値にすることができる。

第１２図乃至第１４図は第１１図の構成をさらに展開し
た？ｌｌを示すもので、第１１図の４１１）Ｉ戊と同様
に、移相回路Ｚ、の第２の移相部Ｚｌのインピーダンス
成分を利得回路Ａ２の人力インピーダンス成分として兼
用し、端子ｐ、に′：Ｌ圧モードで得られる信号も２を
低流モードで後段の回路に供給するように構成したもの
である。

まず、第１２図に示す回路を説明すると、トランジスタ
Ｑｒｓ　ｐ　Ｑｔｅは差動増幅器を沿成し、ぞれぞれ抵
抗Ｒ２０ｒ　”　１１を介して端子Ｐ６よりペースバイ
アスか供給される。トランジスタＱ％ｇかエミッタフォ
ロアとして動作し、トランジスタＱ１９がペース接地と
して動作するので、信号：ｌ）３は次のようにして得ら
れる。

式（４９）よりには、 で与えられる。

弔１３図に示す回路は、第１２図において、定電源■。

２　ｒ　’０３を１つにまとめるもので、抵抗■ｔ、、
を抵抗Ｒ＋１４と”Ｉｓに分割し、抵抗Ｒｇ４と１も２
ｓの中央に定電流源！。４を接続する構成を示すもので
ある。

！！１２図及び第１３図は１１号９１と各２を同相で加
昇するものでおるが（ｋ＞Ｏ）、第１４図に示す回路は
、利得回路Ａ１にトランジスタＱ冨◎、Ｑ２１から成る
カレントミラー回路を設け、抵抗Ｒａｓを介して与えら
れる信号２＋１　を反転することにより、信号：ｕ１と
各２を逆相で７ＪＬｌ算するようにしたものでるる（ｋ
＜０　）。

なお、第１２図乃至第１４図に示す回路はいずれも、差
動増幅回路構成となっておシ、大人力に対して出力は振
幅制限効果をもつ。これにより、位相の安定したイｈ号
ｕｓ’Ｌ得ることができることは勿、面、振幅の一定な
信号心３を得ることができる。

また、以上の説明では、第２の移相部ｚ２の抵抗性イン
ピーダンス成分だけを利得回路Ａ３の入力インピーダン
ス成分と兼用する揚仕について説明したか、この２ｇ２
の移相部ｚ２か抵抗性インピーダンス成分とりアクタン
ス注インピーダンス成分との亜列接航から成る場合は、
この並列回１ｔ６をその１ま、入力インピーダンス回路
とするようにし又もよい。

この場合、リアクタンス性インピーダンス成分の存在に
よって、電流モードに変決された信”ｊ　ｖ　！が電子
Ｐｌにおける電圧モードの信号る２と位相が変わってし
まう。これを補償するためには、利得回路Ａ１等に補償
用のりアクタンス性インピーダンス成分を挿入すればよ
い。

これを第１２図を用いて説明するならば、第２の杉相部
２！が抵４冗Ｒ２とコンデンサＣ２の並列接続から成る
ものとし、この並列回路を利得回路Ａ８の入力インピー
ダンス回路とするならば、利得回路へ！の抵抗Ｒｚｉに
並列に補償用のコンデンサＣ３を接続するとともに、負
荷抵抗ＲｚｓＫｉｌ１２列に補償用のコンデンサＣ４を
接続すればよい。

第１５図ｒ／ｉ、移相回路ｚｏの容量性インピーダンス
成分ヲトランジスタのコレクタ・ベース間の蚕生谷簾で
形成する例を示すものでおる。

図において、トランジスタＱｌｌのコレクタ・ベース間
の寄生６計をＣｎｃａｓ、トランジスタＱ２４のコレク
タ・ベース間の寄生ｄ袖をＣＢＣ２４とすると、ＣＩ＝
　ＣＢ（２１ｌ　ｃ２　＝　ＣＢｃｚ４として扱うこと
ができる。この場合、トランジスタＱ冨ａｕぺ　−Ｘ・
エミッタをａＭＬ／こコンデンサとして利用している。

なお、図示の構成の場合、トランジスタＱ！！に流れる
電流はトランジスタＱＣｓにも流れ、′電流の有効利用
を図っている。

ところで、半導体チップ上では、一般に、コンデンサの
占める面積が大きく、コンデンサが多い場合、テッグ面
績を大きくする要因の１つとなっている。このため、４
感カコンデンサのない回路構成が要求される。したかっ
て、第１５図のような構成はチッグ面槓の稲少に大きく
寄与することかできる。

第１６図は第１５図をさらに展開した例ｒ示すものであ
る。トランジスタのコレクタ・ベース間の寄生ｄ敏は電
圧依存性がある。そこで、第１６図の回路は、寄生ｄ　
祉Ｃ，（ｚ　３とＣＢｃ２４との両端電圧をり）シくす
ることによシ、４Ｍ反の向上を図るものである。このた
めに設けられたのが、抵抗Ｒ、のトランジスタＱｍｓで
ある。この場合、トランジスタＱｚａとＱＣｓの分流比
を適宜設定することによシ、抵抗Ｒ１とＲ，との電位降
下量を等しくすることができる。これにょシ、寄生各Ｌ
ｉｔＣＢｘｓとＣＢＣ！４との両端電圧を等しくするこ
とができる◎ なお、第１５図及び第１６図のような構成では、トラン
ジスタＱＣｓとＱ！４との構造を適宜変えることにより
（例えば同一特性のトランジスタを並列に接続すること
によ、！７）、寄生容量ＣＢ（！ｌとＣＢｅ！４の容址
比を適宜設定することができる。

第１７図は、移相回路ｚｏの抵抗性インピーダンス成分
をトランジスタのエミ、り動作抵抗によって構成したも
のである。

トランジスタのエミッタ動作抵抗ｒ＠は、一般に、次の
式（５１）で与えられる。

、　・・・（５１） Ｔ 但し、ｈ：□ Ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電性 Ｉｔ　：　トランジスタのエミッタ′４Ｌ流各トランジ
スタＱ２７〜Ｑ３重を同一軸性のトランジスタとすれば
、各トランジスタのエミッタに流れる電流１．は等しい
。したかって、トランジスタＱ１７〜Ｑ■のエミッタ動
作抵抗ｒ。は等しい。

以上から、移相回路Ｚ、の各抵抗値Ｒ１＋Ｒｇ１容緻値
Ｃｔ＋Ｃ１社、 となる。

端子Ｐ！のイム６心２はトランジスタＱｍｓのペースに
印加され、トランジスタＱｍ４のペースには、次式で示
される信号’１）８４が印加される。

トランジスタＱｓｓ　ｐ　Ｑｓａ、電流源■。５は差動
増幅回路りを構成し、負荷抵抗Ｒ１Ｏ＋Ｒ１１ｒ鳴し、
端子Ｐ　ｓｌ　ｌ　Ｆ　＄１１に逆相の信号を出力する
。

端子ｐｓｉに出力される信号’ＩＪｍｔは（ｖｍａ−：
ｔ）に比例し、差動増幅回路りのコンダクタンスをＱｍ
とすると、 １ｓｔ　＝　Ｉｍ　Ｒｍｏ　（ｖｓｓ　−ｖｓ　）なお
、トランジスタＱｓｏ＝Ｑｓｚは信号９３４のｌｈ流レ
ベルをイ８号６ｚの直流レベルに合わせるだめのもので
ある。

第１７図では、抵抗Ｒ１をトランジスタＱ！７のエミッ
タ動作抵抗τｅ　ｘ　７　ｌｂ’ｊで４ト１成し、抵抗
Ｒ１をトランジスタＱｚｓ　ｐ　Ｑｉｓのエミッタ動作
抵抗ｒｓ＊ｓ　ｌ　ｒ８２９の２個で構成する場合につ
いて説明したが、抵抗Ｒ１とＲ１の比は、ダイオード接
続のトランジスタやダイオードの直列Ｊｍ続数によって
適宜設定ＯＪ北なことは勿論である。

第１８図はこの発明の位相安定回路を利用して電圧制仰
発振器（以下、ｖＣＯと称する）を構成したものである
。以下、この回路の構成及び動作を第１９図及び第２０
図のベクトル表示図を参照して説明する。

トランジスタＱｓｓ　＊　Ｑｓｓは４ｉ　＋　Ｐ　ｒ　
よシそｇぞれ抵抗Ｒａｓ　＃　Ｒ３３を介して同一のバ
イアスか供給される。これによシ、トランジスタＱｓｓ
＋Ｑｓｓのエミッタ電位は等しい。

トランジスタＱｓｓ　＋　Ｑｓａのエミッタには、移相
回路Ｚｏと、地抗Ｒ８４Ｐ　Ｒ１１の直列回路が挿入さ
れる。前述の如く、トランジスタＱｓｓとＱｉｓのエミ
ッタ電位が等しいから、抵抗Ｒ１゜Ｒｚ　＊　Ｒ３４＊
　Ｒｓｓには直流電流が流れない。

したがって、トランジスタＱＩ７〜Ｑａｏのペース＋ｗ
（ｉＪｌ”ｊンジスタＱｓｓ　ｒ　Ｑｓｓのエミッタ電
位とｔミは等しい。

電流源’ｏ７　ｒ　ｌ０１ｌ　ｒ　ｌ’　７ンジスタＱ
　ｓｓ　ｔ　Ｑｓｓｓ移相回路ＺＯｐ抵抗Ｒ３４＊　Ｒ
Ｉｓは差動増幅回路を成す。したがって、信号÷１の振
幅を充分大きくすれは、トランジスタＱ１７やトランジ
スタＱ３１　ｒ　Ｑｓｅのペースには、差動増幅回路の
振幅制御作用によシ、ｋに一定振幅の信号が得られる。

トランジスタＱｓｙのペースに得られる信号は９２であ
シ、第１９図に示すように、信号↓１に対して移相回路
ｚｏによシ所定社移相された信号である。また、トラン
ジスタＱｓｓ　ａ　Ｑｓｓのペースに？Ｍられる信号は
、これをυ■とすると、第３図に示すように信号るｌと
同相の信号でらる。

トランジスタＱａｙのコレクタにηＣれる″電流５ｃ８
７は） と表わされ、この信号に基づいて、端子Ｐ３に得られる
電圧モードの信号かこの発明の位相安定回路の出力であ
る安定位相のも号ｈ３である。

この電圧（８号−ｕ３は第１９図に示す如く、電流信号
Ｉｃｅ７　と同相である。

トランジスタＱ３９のコレクタに流れる’ｈ　［ｆｅ３
１１は） と表わされ、この（Ｎ号５ｃ３１に基づいて、端子Ｐ８
に電圧モードの信号ら８がＹ４１られる。（Ｅ　Ｓ＄ｅ
３１１は、第１９図に示すように当然信号↓■と同相で
あシ、したがって、仙号必８もイｉ）号９目と同相であ
る。この同相状態は、情月９８が単Ｖｃ抵抗性インピー
ダンス成分のみを介して得られることを考えれば、当然
安定である。

トランジスタＱ　ｓｘ□　４４　ｔｒｉ　／プルパ２ン
ス型走励増幅回路を成し、端子Ｐ　ｌｏ　ｒ　Ｐ　ＩＩ
に印加される匍ｊ岬屯圧に促って、第２０図に示すよう
に、イ―号’０３７　ｒ　＠（！３９の相対的な伽幅の
大小を変えて合成し、所望位相の４６号ｉを作る。この
信号ｉはエミツトフォロアトランジスタＱ４１１を介し
て端子Ｐ１２に導びかれ、タンク回ＭＳを介して端子Ｐ
Ｋに正帰還される。

このように、第１８図のＶＣＯは、この発明の位相安定
回路の位相安定動作と、差動増幅回路の伽幅ｆｉｊｌｌ
　（ａｌｌ動作を利用して、安定位相でかつ一定振幅の
２つの信号’ｅｊ７　ｒ　＠ｃ３＠を作シ、これを制御
１　Ｉｓｉ圧に応じて適宜合成することによシ発振イｆ
ｊ号を１与るものであるから、素子物性の変動に対して
安定した発振動作を実現することができる。

なお、以上の３、兄すｊでは、トランジスタＱｌｌｌｌ
Ｑｓｓの座！ｌ１ＩＩ壇幅回路段で振幅制限動作をかけ
る場付について説明したが、この部分では線形動作を行
わせ、トランジスタＱｓ７〜Ｑ４０のダブルバランス型
差動増１陽回路段でリミッタ作用をかけるようにしても
よい。

ここで、この発明の位相安定回路としで、例えば、第８
図に示す回路を代表として健米の位相安定回路と位相安
定能力を比較してみる。

今、第８図において、端子Ｐ６におけるイ＝号ａｓ　（
２１８＝　１７ｇ）を考えると、この１１号は遅相信号
であるから、Ｍ２１図に示すような遅相特性をもつ従来
の位相安定回路と比較して与る。

まず、第２１図に示す位相安定回路の出カイ１号る。の
位相ψ３は） となる。今、位相ψ３の設計額をψ３ｏとし、このとき
のＴを１゛。とすると、ψ、ｏ＝４５’の」ね合、１’
０　”　１となるから位相ψは、−〒− 〇 と表わすことか可能でおる。

一方、第８図に示す信号ｉ５の位相ψ５は式（３８）よ
シに１〉０であるから、式（３３）よりψ６　＝　９４ となる。式（５のを駕形すると１ となる。今、安定位相ψＩＩｏが−４５０の場合を号え
ると、この場合のＴ。は１＋Ｖ丁となる。

したがって、式（６０）は のように表わすことが可能でおる。

′ｌ゛ 五を変数として位相ψ・とψ・の震動をめたのが第２２
図のグラフである。グラフから明らかなように、この発
明の位相ψｓＩ／１４５０付近では、この点を変憾点と
するようなはｔユ゛放９勿線的なグラフを描くのに対し
、位相ψ３は一４５°では、はぼ−次関畝的なグラフを
桶く。

したがって、この発９」では、位相（−４５０）を中心
にして変動の少ない安定位相ψ５ｏを得ることができる
。

なお、以上の説明では、４与得回路Ａ２を替相回路Ｚ、
の出力側に設ける揚否を説り」したか、第２３図に示す
ように、移相回路ｚｏの入力端に設けてもよいし、人出
力の両刀に設けてもよい。要は、とのヴら明は、移相回
路ｚｏの入力仏号ｖ１　と出力（ｔｊ号９！の相対的な
振幅比を適宜調整し、為子持性の変動に伴って上記出力
信号各２かベクトル平面上で描く円弧に接する信号を得
るものであるから、この条件を満たすように、移相回路
ｚｏの入出力信号を適宜合成するものであれば、どのよ
うな構成でもよい。

なお、この発明は両式（２８）を完全に満足するように
、ｄい換えれば、４８号ｖＢ　（第１図では、４１１号
９４　）が素子特性の変動に伴なって信号９８が描く円
弧に完全に接するようにする必要は必ずしもなく、完全
に接する状態から若干ずれるものであってもよい。積極
的にこのようにした方かよいと思われる場合として、例
えば、移相回路Ｚｏの素子特性の変動が設計値に対して
止負対家でない場合かある。

これを第２４図を用いて説明すると、同図は先の第２図
の点Ａ付近を拡大して示すものでお素子特性の震動に対
して、信号る２が描く軌跡である。この場合、素子特性
の変動が設計値に対して正負対称でないため、信号る２
のベクトル座標の変動も設計値ＡＫ対して正負対称では
ど）、　？−さ なく、例えば、ＡＳＩ）　Ａｓｓ　となる。

このような場合、イキ号ｈ２のベクトル座標のメー＼ 設計１ｌＩＩＡ′を点Ａから小さい方の円弧Ａｓｓ側に
ずらすように設計すれば、設計値を点Ａに設定する場合
よシも、素子特性の変動に伴う安定位相の変動を極力小
さくできる可能性が高い。すなわち、このようにすれば
、設計値Ａ′が最も変動しやすい側ｋ、つまシ、円弧ζ
１・側に接点Ａが存在するようになるからである。

〔発明の効果〕

このように、この発明の位相安定回路によれば、素子特
性が変動しても、女カｊした両度のよい位相を得ること
ができる。この場合、安定位相を得るための条件は、同
種の素子の比で表わされる。これは、この発明の位相安
定回路がＩＣ化に適していることを意味する。したかっ
て、この発明の位相安定回路はＩＣに内蔵することが可
能で、ＩＣの周辺部品及びピン数の削減に寄与すること
ができる。周辺部品の制限はＩＣの低価格化をもたらし
、全体回路の低価格化をもたらし、ビン数の制限はパッ
ケージの小型化をもたらす。また、位相安定回路用のビ
ンを必要としないことは、ビンを池の回路用に使うこと
ができ、多機１１ヒ化チツプを実現することができる。

このように、この発明のようにＩＣ内蔵が０Ｊ能で、内
蔵しても梢瓦の劣ることのない位相安定回路を提供する
ことは、ＩＣｄ造上０経浦的効果′？１：商めるもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る位相安定回路の一実ＩＭ例を７
バす回路図、第２図は第１図の動作を説明するためのベ
クトル表示図、第３図乃至第６図はそれぞれこの発ゆ」
の異なる実施例を示すもので、特に移相回路の構成を示
す回路図、第７図乃至第１７図はそれぞれこの発明の其
体的構ｌ戎の異なる例を示す回路図、第１８図はこの発
ＩＪＪの位相安定回路を用いて■ＣＯを構成した場合の
一例を示す回路図、第１９図及び第２０図は第１８図の
動作を目兄明するためのベクトル表示図、第２３図はこ
の発明のさらに別の実施例を示す回が６図、第２４図さ
らにまた別の実施例を説明するためのベクトル表示図で
ある。 ｐｌ　ｌ　Ｆｇ　＊　ｐ、・・・端子、ｚｏ・・・移相
回路、ｚ！・・・第１の移相部、Ｚ２・・・第２の移相
部、Ａｌ＊Ａ２・・・利得回路、Ａ３・・・加貌−回路
、ＲＩＩＲ，・・・抵抗、ＣＩ　、Ｃ２・・・コンデン
サ。 出続ｉ人代理人　弁理士　鈴　江　武　彦第１　図 ム１ 第２　図 第３図　第４図 第５図　符６閏 第７ＦＩ！Ｊ Ｎ８　図 ’（：ｉ’、　９１ｚ＋ 第１５図 第１６図 第１７図 第１８図 ／Ｔ７１９図 第２０図 第２１図 第２２図 手続補正書（方式） 昭和５１・７実１ｊ゛日 特許庁長官　志　賀　学　殿 ■、事件の表示 特願昭５９−４６８１３号 ２、発明の名称 位相安定回路 ３、補１１三をする名゛ 事件との関係　特許出願人 （３０７）株式会社　東芝 ４、代理人 昭和５９年６月２６日 ６、補市の対象 明細書 ７、補正の内容 明細書の第５０頁第２行目乃至第３行目に「ベクトル表
示図、第２３図は」とあるを手コ丸≠；木太妻啄澗＝ａ
−［壮日コヒ九云薫「ベクトル表示図、第２１図は従来
の位相安定回路を示す回路図、第２２図は第８図の回路
と第２１図の回路の位相安定能力を比較して示す特性図
、第２３図は」と訂正する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力端子と出力端子との間に挿入される第１の移相部及
   び前記出力端子と基準電位点との間に挿入される第２の
   移相部を有し、前記第１、第２の移相部はいずれも抵抗
   性インピーダンス成分とりアクタンス性インピーダンス
   成分を並列接続して成るか、一方はこの並列接続回路か
   ら成り、他方が前記２つのインピーダンス成分のどちら
   か一方から成シ、前記出力端子に得られる出力信号が前
   記インピーダンス成分の特性の変動に従ってベクトル平
   面上で円弧の軌跡を描く移相回路と、 との移相回路の入出力信号を適宜合成する合成回路と を具備し、 号の合成利得、ｋ２：同人力１８号の 合成／Ｉ′ｕ得） の抵抗性インピーダンス成分の並列 合成インピーダンス、Ｒ１＝前ｈピ第 ｌの移相部の抵抗性インピーダンス 性成分のインピーダンス） 部のりアクタンス性インピーダンス 成分の並列合成インピーダンス、 ＸＩ　：　ｆ４１ｊ記第１の移相部のリアクタンス性イ
   ンピーダンス成分のインピ ーダンス） 人Ｏ 上式をほぼ満たすように構成されていることを特徴とす
   る位相安定回路。