JPS60187262A - Full-wave rectifier circuit - Google Patents
Full-wave rectifier circuitInfo
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- JPS60187262A JPS60187262A JP4097884A JP4097884A JPS60187262A JP S60187262 A JPS60187262 A JP S60187262A JP 4097884 A JP4097884 A JP 4097884A JP 4097884 A JP4097884 A JP 4097884A JP S60187262 A JPS60187262 A JP S60187262A
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、全波整流回路に関する。[Detailed description of the invention] The present invention relates to a full-wave rectifier circuit.
従来の全波整流回路には、交流入力電圧を電圧で全波整
流するようにしたものかある。したかって、従来のもの
では、全波整流出力は電圧で得られることになる。とこ
ろで、この種の全波整流回路では、その出力レベルのゲ
インを簡単に可変することがでｂるようにしたものはな
く、通常、余波整流出力を更に別の増幅器で増幅するな
どの４，１１Ｈ戒が複雑でかつ製造コストも高くつくも
のとなっている。また、従来のものでは、電圧−電圧変
換ノタめに、余波整流出力のゼロクロス点を得ることが
一般には困難である。Some conventional full-wave rectifier circuits perform full-wave rectification of AC input voltage. Therefore, in the conventional device, the full-wave rectified output is obtained as a voltage. By the way, in this type of full-wave rectifier circuit, there is no one that allows the gain of the output level to be easily varied.Normally, the aftereffect rectifier output is amplified by another amplifier, etc. The 11H precept is complicated and the manufacturing cost is high. In addition, with conventional devices, it is generally difficult to obtain the zero-crossing point of the rectified aftereffect output due to voltage-to-voltage conversion.
本発明は、上述の事情に鑑みてなされたものであって、
簡単な構成で製造コストも安くてすみ、しかも余波整流
出力を簡単に可変できるようにするとともに、全波整流
出力のゼロクロス点が容易に得られるようにすることを
主たる目的とする。The present invention has been made in view of the above circumstances, and includes:
The main purpose is to have a simple configuration and low manufacturing cost, to easily vary the after-wave rectification output, and to easily obtain the zero-crossing point of the full-wave rectification output.
以下、本発明を図面に示す実施例に基づいて詳細に説明
する。図面は、本発、明の実施例の回路図である。この
実施例の余波整流回路１は、電圧−電流変換回路２と、
電流出力回路３とを備える。Hereinafter, the present invention will be described in detail based on embodiments shown in the drawings. The drawing is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. The aftermath rectifier circuit 1 of this embodiment includes a voltage-current conversion circuit 2,
A current output circuit 3 is provided.
この電圧−電流変換回路２は、全波整流されるベト交流
入力を差動増幅する差動増幅器４を有する。この差動増
幅器４は、トランジスタＱ２．Ｑ４を含む。この電圧−
電流変換回路２はまた、定電流源Ｓ１を有するとともに
、前記差動増幅器４の一方の出力端子と他方の出力端子
とにそれぞれに接続された第１．第２カレン）ミラー回
路５，６と、第２カレントミラー回路６に接＆された第
３カレントミラー回路７とを含む。各カレントミラー回
路５，６はそれぞれトランジスタＱｌ、Ｑ６゜Ｑ７．Ｑ
８を有する。第１カレンＦミラー回路５は第３カレント
ミラー回路７に接続されている。This voltage-current conversion circuit 2 has a differential amplifier 4 that differentially amplifies a full-wave rectified AC input. This differential amplifier 4 includes transistors Q2. Including Q4. This voltage-
The current conversion circuit 2 also has a constant current source S1, and a first . It includes second current mirror circuits 5 and 6, and a third current mirror circuit 7 connected to the second current mirror circuit 6. Each current mirror circuit 5, 6 has a transistor Ql, Q6゜Q7 . Q
It has 8. The first current mirror circuit 5 is connected to the third current mirror circuit 7.
この第３カレントミラー回路７ちまた、ＦランンスタＱ
７ ＨＱ ８を有する。This third current mirror circuit 7 also has an F run star Q.
It has 7 HQ 8.
一方、前記電流出力回路３は、トランジスタＱ９と、こ
のトランジスタＱ９に接続された第４カレントミラー回
路８とを備える。この電流出力回路３はまた、定電流源
ｓ２とダイオードＤＩ、Ｄ２とを有する。On the other hand, the current output circuit 3 includes a transistor Q9 and a fourth current mirror circuit 8 connected to the transistor Q9. This current output circuit 3 also includes a constant current source s2 and diodes DI and D2.
第１．第３カレントミラー回路５，７の第１接続点９に
前記トランジスタＱ９と第４カレントミラー回路８との
第２接続点１ｏが共通に接続されている。第１カレント
ミラー回路５がら流出される第１電流１１と第３カレン
トミラー回路７へ流入される第２電流Ｉ２とが前記両接
続点９，１ｏで互いに逆方向に流れることにより第３接
続点１１には前記第１．第２の両電流１１．１２が′同
方向に流れるようになっている。1st. A second connection point 1o between the transistor Q9 and the fourth current mirror circuit 8 is commonly connected to a first connection point 9 between the third current mirror circuits 5 and 7. The first current 11 flowing out from the first current mirror circuit 5 and the second current I2 flowing into the third current mirror circuit 7 flow in opposite directions at both the connection points 9 and 1o, thereby forming the third connection point. 11 has the above-mentioned 1st. Both second currents 11 and 12 are arranged to flow in the same direction.
このような構成において、電圧−電流変換回路２の差動
増幅器４の一力の入力端子ＩＮＩに図示の第１交流入力
が与えられる。また、その差動増幅器４の他方の入力端
子ＩＮ２には第１交流入力とは反対位相の図示の第２交
流入力が与えられる。In such a configuration, the illustrated first AC input is applied to the single input terminal INI of the differential amplifier 4 of the voltage-current conversion circuit 2. Further, the other input terminal IN2 of the differential amplifier 4 is supplied with a second AC input shown in the figure having a phase opposite to that of the first AC input.
そして、例えば第１交流入力の方が第２交流入力よりも
直流電圧レベルが極端に大きいときは、差動増幅器の一
方のトランジスタＱ２が導通し、これに伴ない定電流源
Ｓ１で供給される電流１０がトランジスタＱ２を介して
第１カレントミラー回路５の一方のトランジスタＱ１に
流れる。そうすると、第１カレンＦミラー回路５の他方
のトランノろりＱ６にトランジスタＱ１に流れた電流と
同じ大すさの電流である第１電流１１が流れることにな
る。このとき、第２カレントミラー回路６には電流が流
れていないので、第３カレントミラー回路７のトランジ
スタＱ８は遮断している。したがって、第１電流■１は
矢符の方向、即九電流出力回路３の第２接続点１０の方
へ流れる。この第１電流１１により電流出力回路３の第
４カレントミラー回路８におけるトランジスタＱ１０は
導通し、これにイ゛１゛なって、同じくｆ５４カレント
ミラー回路８のトランジスタＱｌｌのコレクタ・エミ・
ンタには第１電流１１が流れる。これにより、第３接続
点１１には第１電流■１が流れることになる。For example, when the DC voltage level of the first AC input is extremely higher than that of the second AC input, one transistor Q2 of the differential amplifier becomes conductive, and as a result, the constant current is supplied by the constant current source S1. A current 10 flows to one transistor Q1 of the first current mirror circuit 5 via the transistor Q2. Then, the first current 11 having the same magnitude as the current flowing through the transistor Q1 flows through the other transistor Q6 of the first current F mirror circuit 5. At this time, since no current is flowing through the second current mirror circuit 6, the transistor Q8 of the third current mirror circuit 7 is cut off. Therefore, the first current (1) flows in the direction of the arrow, that is, toward the second connection point 10 of the current output circuit 3. This first current 11 causes the transistor Q10 in the fourth current mirror circuit 8 of the current output circuit 3 to become conductive, causing a current to become 1.
A first current 11 flows through the terminal. As a result, the first current (1) flows through the third connection point 11.
次に、第２交流入力の方がｍｉ交流入力よりも直流電圧
レベルが極端に大きいと外は、差動増幅器の他力のトラ
ンジスタＱ４が導通し、これに伴ない定電流源Ｓｌで供
給される電流１ｏがトランジスタＱ４を介して第２カレ
ントミラー回路６の一方のトランジスタＱ３に流れる。Next, if the DC voltage level of the second AC input is extremely higher than that of the mi AC input, the transistor Q4 of the other power of the differential amplifier becomes conductive, and as a result, the voltage is supplied by the constant current source Sl. A current 1o flows into one transistor Q3 of the second current mirror circuit 6 via the transistor Q4.
そうすると、第２カレントミラー回路６の他方のＦラン
ノスタＱ５にはトランジスタＱ３に流れた電流と同し大
きさの電流が流れることになる。これにより、第３カレ
ントミラー回路７のトランシ゛又夕Ｑ８が導通すること
によｌ） ｆ：Ｉｓ ２電流Ｉ２が矢符の方向に流れる
ことになる。このとき、第１カレントミラー回路５には
電流が流れていない。したがって、電流出力回路３の第
４カレントミラー回路８には電流か流れないが、トラン
ジスタＱ９はそのベースにバイアスがかがっているので
導通し、これによりそのトランジスタＱ９には第１電流
１１と同方向の第２電流１２が流れることになる。第１
．第２入力端子ＩＮＩ、ＩＮ２での直流電圧差が極端で
ない場合は、電圧差に応して電流１０がトランジスタＱ
２．Ｑ４に配分され、各カレントミラー回路５．６．７
を介して第１接続点９では電流差１１−１２の絶対値が
流れ、それが第３接続点１１の電流となる。第１．第２
入力端子ＩＮＩ、ＩＮ２での直流電圧差がないときは、
電流ＩＯがトランジスタＱ ２ 、 Ｑ、４に等分ずつ
流れ、電流１１＝電流■２となり、第２接続点１０には
電流が流れない。これにより、第３接続点１１にも電流
が流れない。このようにして、第３接続点１１には差動
増幅器４への交流入力を電圧−電流変換し、これを全波
整流した図示の電流出力１１＋１２が得られる。Then, a current of the same magnitude as the current flowing through the transistor Q3 will flow through the other F runnostar Q5 of the second current mirror circuit 6. As a result, the transistor Q8 of the third current mirror circuit 7 becomes conductive, so that the f:Is2 current I2 flows in the direction of the arrow. At this time, no current flows through the first current mirror circuit 5. Therefore, no current flows through the fourth current mirror circuit 8 of the current output circuit 3, but since the base of the transistor Q9 is biased, it conducts, so that the transistor Q9 flows in the same direction as the first current 11. A second current 12 will flow. 1st
．． If the DC voltage difference between the second input terminals INI and IN2 is not extreme, the current 10 will flow through the transistor Q according to the voltage difference.
2. Q4, each current mirror circuit 5.6.7
The absolute value of the current difference 11-12 flows through the first connection point 9, which becomes the current at the third connection point 11. 1st. Second
When there is no DC voltage difference between input terminals INI and IN2,
Current IO flows equally through transistors Q 2 , Q and 4, current 11 = current 2, and no current flows through second connection point 10. As a result, no current flows through the third connection point 11 either. In this way, at the third connection point 11, the AC input to the differential amplifier 4 is subjected to voltage-to-current conversion, and the current output 11+12 shown in the figure is obtained by full-wave rectification.
以上のように、本発明によれば、電圧−電流変換回路と
、電流出力回路とを備え、この電圧−電流変換回路は、
余波整流されるべき交流入力を差動増幅する差動増幅器
と、この差動増幅器の一方の出、万端子と他方、の出力
端子とにそれぞれに接続された第１．第２カレントミラ
ー回路と、第２カレントミラー回路に接続された第３カ
レントミラー回路とを含み、前記第１カレントミラー回
路はｆｊＳ３カレン）ミラー回路に接続されており、前
記電流出力回路は、トランジスタと、このトランジスタ
に接ａされた第４カレントミラー回路とを備え、第１．
第３カレントミラー回路の第１接続点に前記トランジス
タ左ｆｔ５４カレントミラー回路との第２接続点が共通
に接続されており、第１カレントミラー回路からの第１
電流と第３カレントミラー回路へのｆｊＳ２電流とが前
記両接続点で互いに逆方向に流れることにより前記トラ
ンジスタには前記第１．第２の両型流が同方向に流れる
ようにしたので、簡単な構成で製造コストも安くてすみ
、差動増幅器の共通エミッタに例えば定電流源を接続し
、この定電流源の電流を可変すれば、全波整流出力を節
単に可変することができるとともに、電流変換のために
全波整流出力のゼロクロス点が容易に１ｕられるように
することかで外る。また、トランジスタのヌ荷側に抵抗
を接続すれば、この抵抗の両端間に電圧を取り出すこと
ができる。さらに、これらをＩＣ化することにより全波
整流出力のオフセットをセ゛口にすることもで外るなど
の利点がある。As described above, the present invention includes a voltage-current conversion circuit and a current output circuit, and this voltage-current conversion circuit has the following features:
a differential amplifier for differentially amplifying the AC input to be rectified; and a first . The current output circuit includes a second current mirror circuit and a third current mirror circuit connected to the second current mirror circuit, the first current mirror circuit is connected to the fjS3 current mirror circuit, and the current output circuit includes a transistor. and a fourth current mirror circuit connected to the first transistor.
A second connection point with the transistor left ft54 current mirror circuit is commonly connected to a first connection point of the third current mirror circuit, and a first connection point from the first current mirror circuit is connected to the first connection point of the third current mirror circuit.
The current and the fjS2 current to the third current mirror circuit flow in opposite directions at both the connection points, so that the transistor has the same current as the first current mirror circuit. Since both types of second currents flow in the same direction, the configuration is simple and manufacturing costs are low.For example, by connecting a constant current source to the common emitter of the differential amplifier, the current of this constant current source can be varied. Then, the full-wave rectified output can be easily varied, and the zero-crossing point of the full-wave rectified output can be easily shifted to 1u for current conversion. Furthermore, if a resistor is connected to the negative side of the transistor, a voltage can be extracted across the resistor. Furthermore, by integrating these into ICs, there is an advantage that the offset of the full-wave rectified output can be taken into consideration.
図面は、本発明の実施例の回路図である。
１は全波整流回路、２は電圧−電流変換回路、３は電流
出力回路、４は差動増幅器、５１’Ｃ）１７１８はカレ
ントミラー回路、９，１０．１１は第１゜第２．第３接
続点。
出願人ローム株式会社
代理人 弁理士 岡１）和秀The drawing is a circuit diagram of an embodiment of the invention. 1 is a full-wave rectifier circuit, 2 is a voltage-current converter circuit, 3 is a current output circuit, 4 is a differential amplifier, 51'C) 1718 is a current mirror circuit, 9, 10. Third connection point. Applicant ROHM Co., Ltd. Agent Patent Attorney Kazuhide Oka 1)
Claims (1)
この電圧−電流変換回路は、全波整流されるべぎ交流入
力を差動増幅する差動増幅器と、この差動増幅器の一方
の出力端子と他方の出力端子とにそれぞれに接続された
第１．第２カレントミラー回路と、ｔＰＪ２カレントミ
ラー回路に接続された第３カレントミラー回路とを含み
、前記第１カレントミラー回路は第３カレントミラー回
路に接続されており、前記電流出力回路は、トランジス
タと、このトランジスタに接続された第４カレントミラ
ー回路とを備え、第１．第３カレントミラー回路の第１
接続点に、前記トランジスタと第４カレントミラー回路
との第２接続点が共通に接続されており、第１カレント
ミラー回路からの第１電流と第３カレントミラー回路へ
の第２電流とが前記両接続点で互いに逆方向に流れるこ
とにより前記トランジスタには前記第１．第２の両型流
が同方向に流れることを特徴とする全波整流回路。(1) Equipped with a voltage-current conversion circuit and a current output circuit,
This voltage-current conversion circuit includes a differential amplifier that differentially amplifies an AC input that should be full-wave rectified, and a first output terminal connected to one output terminal and the other output terminal of the differential amplifier, respectively. ．． The current output circuit includes a second current mirror circuit and a third current mirror circuit connected to the tPJ2 current mirror circuit, the first current mirror circuit is connected to the third current mirror circuit, and the current output circuit includes a transistor and a third current mirror circuit. , and a fourth current mirror circuit connected to the first transistor. The first of the third current mirror circuit
A second connection point between the transistor and the fourth current mirror circuit is commonly connected to the connection point, and the first current from the first current mirror circuit and the second current to the third current mirror circuit are connected to the connection point. By flowing in opposite directions at both connection points, the transistor has the first. A full-wave rectifier circuit characterized in that both second types flow in the same direction.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4097884A JPS60187262A (en) | 1984-03-02 | 1984-03-02 | Full-wave rectifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4097884A JPS60187262A (en) | 1984-03-02 | 1984-03-02 | Full-wave rectifier circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60187262A true JPS60187262A (en) | 1985-09-24 |
| JPH0216112B2 JPH0216112B2 (en) | 1990-04-16 |
Family
ID=12595526
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4097884A Granted JPS60187262A (en) | 1984-03-02 | 1984-03-02 | Full-wave rectifier circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60187262A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0360885U (en) * | 1989-10-09 | 1991-06-14 | ||
| US5448583A (en) * | 1989-08-28 | 1995-09-05 | Fujitsu Limited | Apparatus and method using analog viterbi decoding techniques |
| KR100532378B1 (en) * | 1998-04-14 | 2006-02-13 | 삼성전자주식회사 | Full-wave rectifier with offset current prevention circuit |
-
1984
- 1984-03-02 JP JP4097884A patent/JPS60187262A/en active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5448583A (en) * | 1989-08-28 | 1995-09-05 | Fujitsu Limited | Apparatus and method using analog viterbi decoding techniques |
| JPH0360885U (en) * | 1989-10-09 | 1991-06-14 | ||
| KR100532378B1 (en) * | 1998-04-14 | 2006-02-13 | 삼성전자주식회사 | Full-wave rectifier with offset current prevention circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0216112B2 (en) | 1990-04-16 |
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