JPS60183965A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPS60183965A JPS60183965A JP3725584A JP3725584A JPS60183965A JP S60183965 A JPS60183965 A JP S60183965A JP 3725584 A JP3725584 A JP 3725584A JP 3725584 A JP3725584 A JP 3725584A JP S60183965 A JPS60183965 A JP S60183965A
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- Japan
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- transistor
- circuit
- collector
- capacitor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は電源装置に関し、より詳細にはスイッチング電
源に関する。
源に関する。
（背景技術）
商用交流電源をより高３．旬波に変換し、高周波トラン
ス及びその二次巻線の出力を整流してＲｊ望の直流電圧
を得るいわゆるスイッチングミ源は、小形であること、
効率が良いこと及び軽量であることなど多くの利点があ
るため、広く用いられるようになってきた。
ス及びその二次巻線の出力を整流してＲｊ望の直流電圧
を得るいわゆるスイッチングミ源は、小形であること、
効率が良いこと及び軽量であることなど多くの利点があ
るため、広く用いられるようになってきた。
第１図は、従来のスイ・ンチング電源の回路図であり、
これは一般に方形波スイッチング電源と呼ばれている。
これは一般に方形波スイッチング電源と呼ばれている。
同図において、１−１′は入力端子で、商用交流電圧を
整流して直流電圧を形成する商用化電源（図示しない）
が接続される。Ｔ１は高周波トランスで、−次側の巻線
Ｗ、、Ｗ２及び二次側の巻線Ｗ３を有し、それぞれの極
性は図示の如く設定されている。巻線Ｗ１には、発生す
る高圧のスパイク電圧を吸収するためのコンデンサＣ３
と抵抗Ｒ２が直列に接続されている。巻線Ｗ２の一端は
、トランジスタＴｒのスイッチング周期を決定する抵抗
Ｒ５とコデンサＣ４からなる時定数回路を介して、トラ
ンジスタＴｒのベースに接続され、他端はトランジスタ
Ｔｒのエミッタに接続されている。二次側巻Ｖｊ Ｗ
３は、タイオードＤ２を介して負荷抵抗Ｒ６に接続され
ている。ＲＡとＲ４はバイアス抵抗、Ｃ１と０５は平滑
用コンデンサであり、図示の如く接続されている。
整流して直流電圧を形成する商用化電源（図示しない）
が接続される。Ｔ１は高周波トランスで、−次側の巻線
Ｗ、、Ｗ２及び二次側の巻線Ｗ３を有し、それぞれの極
性は図示の如く設定されている。巻線Ｗ１には、発生す
る高圧のスパイク電圧を吸収するためのコンデンサＣ３
と抵抗Ｒ２が直列に接続されている。巻線Ｗ２の一端は
、トランジスタＴｒのスイッチング周期を決定する抵抗
Ｒ５とコデンサＣ４からなる時定数回路を介して、トラ
ンジスタＴｒのベースに接続され、他端はトランジスタ
Ｔｒのエミッタに接続されている。二次側巻Ｖｊ Ｗ
３は、タイオードＤ２を介して負荷抵抗Ｒ６に接続され
ている。ＲＡとＲ４はバイアス抵抗、Ｃ１と０５は平滑
用コンデンサであり、図示の如く接続されている。
この回路の動作はブロッキング発振に従う。すなわち、
入力端子ｌ−１′に印加された直流電圧は抵抗Ｒ３とコ
ンデンサＣ４の時定数で決まる周期で方形波電圧に変換
される。方形波を用いる理由は、トランジスタＴｒのコ
レクタ損失を最も少なくするためである。つまり、この
条件はトランジスタＴｒ を０級で動作させ、コレクタ
電流が流れている間はコレクタ電圧かトランジスタＴｒ
のコレクタ飽和′ＩＥ圧となる場合であり、方形波はこ
の条件を簡単に満足するからである。
入力端子ｌ−１′に印加された直流電圧は抵抗Ｒ３とコ
ンデンサＣ４の時定数で決まる周期で方形波電圧に変換
される。方形波を用いる理由は、トランジスタＴｒのコ
レクタ損失を最も少なくするためである。つまり、この
条件はトランジスタＴｒ を０級で動作させ、コレクタ
電流が流れている間はコレクタ電圧かトランジスタＴｒ
のコレクタ飽和′ＩＥ圧となる場合であり、方形波はこ
の条件を簡単に満足するからである。
しかしながら、このようなスイッチング°小；ｆｉ；ｊ
は、直流電圧を高周波に変換する際、上述の如く高周波
として方形波を用いているため、スパイク状の極めて大
きな雑音が発生するという問題点がある。
は、直流電圧を高周波に変換する際、上述の如く高周波
として方形波を用いているため、スパイク状の極めて大
きな雑音が発生するという問題点がある。
第２図はこの回路における実測された動作波形図であり
、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレクタにおける電
圧波形、（ｂ）は抵抗″Ｒ１とコンデンサＣ１の接続点
における電圧波形、（Ｃ）はダイオ−ｌ’ Ｄ 、のカ
ソードにおける電圧波形をそれぞれ示している。同図か
ら明らかなように、トランジスタＴｒのコレクタにおけ
る方形波電圧にはスパイク電圧Ｓ１か発生しており、こ
れに対応して二次側にも同様のスパイク電圧Ｓ２が発生
している。
、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレクタにおける電
圧波形、（ｂ）は抵抗″Ｒ１とコンデンサＣ１の接続点
における電圧波形、（Ｃ）はダイオ−ｌ’ Ｄ 、のカ
ソードにおける電圧波形をそれぞれ示している。同図か
ら明らかなように、トランジスタＴｒのコレクタにおけ
る方形波電圧にはスパイク電圧Ｓ１か発生しており、こ
れに対応して二次側にも同様のスパイク電圧Ｓ２が発生
している。
これらのスパイク電圧は、以下の条件下における実測イ
１１１として、Ｓ 、 ＝ １００ｍＶｐ−ｐ、ｓ２＝
１５ｍ Ｖ、。
１１１として、Ｓ 、 ＝ １００ｍＶｐ−ｐ、ｓ２＝
１５ｍ Ｖ、。
であった。ここで、実験における各個は次のとおりであ
る。Ｒ＋ ＝ ０．３９Ω、Ｒ２＝ Ｒ３＝３３０Ω。
る。Ｒ＋ ＝ ０．３９Ω、Ｒ２＝ Ｒ３＝３３０Ω。
Ｒ３＝ ４７０にΩ、Ｒ４＝ ５００Ω、Ｒ６＝ １０
Ω、Ｃ１＝２００ ルＦ、Ｃ２＝ Ｃ６＝ ４７００
ＰＦ、 Ｃ３＝２２００ ｐＦ 、 Ｃ４＝ ０．０４
フルＦ 、 Ｃｓ ＝ ２２００１ＬＦ 。
Ω、Ｃ１＝２００ ルＦ、Ｃ２＝ Ｃ６＝ ４７００
ＰＦ、 Ｃ３＝２２００ ｐＦ 、 Ｃ４＝ ０．０４
フルＦ 、 Ｃｓ ＝ ２２００１ＬＦ 。
タイオードＤ１はＣＰ−１０，０２はＥＲ−０８１−０
０４，トランジスタＴｒは２ＳＣ２３３５，入力は６８
ｖ。
０４，トランジスタＴｒは２ＳＣ２３３５，入力は６８
ｖ。
５０ｍＡ、出力は４．８Ｖ、 ４８０ｍＡであり、効率
η＝６５％であった。
η＝６５％であった。
このようなスパイク電圧は大きな雑音となり、精密′屯
源としては勿論、一般のオーディオ機器等には不向きで
あるばかりでなく、多様化されるに従い周辺の機器への
雑音の影響が無視できなくなっている。
源としては勿論、一般のオーディオ機器等には不向きで
あるばかりでなく、多様化されるに従い周辺の機器への
雑音の影響が無視できなくなっている。
ここで、第１図に示す回路において、高周波トランスＴ
１の巻線Ｗ、に共振用コンデンサを付加し、この共振を
用いてトランジスタＴｒの動作が０級でかつ共振波形が
正弦波の電源が構成され、スパイク電圧を抑制すること
が一応考えられる。
１の巻線Ｗ、に共振用コンデンサを付加し、この共振を
用いてトランジスタＴｒの動作が０級でかつ共振波形が
正弦波の電源が構成され、スパイク電圧を抑制すること
が一応考えられる。
しかしながら、この構成は、トランジスタＴｒかオンで
高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｗ３に接わ゛ごされた
整流用ダイオードＤ２がオンになっているとき、高周波
Ｉ・ランスＴ、の巻線Ｗ１は短絡に低いインピータンス
が並列に接続されたものと等価になり１通常この条件で
は巻線Ｗ、は共振特性をもっことはできないので、実現
は極めて困難である。
高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｗ３に接わ゛ごされた
整流用ダイオードＤ２がオンになっているとき、高周波
Ｉ・ランスＴ、の巻線Ｗ１は短絡に低いインピータンス
が並列に接続されたものと等価になり１通常この条件で
は巻線Ｗ、は共振特性をもっことはできないので、実現
は極めて困難である。
このように、スイッチング電源のスパイク性雑音は変換
された高周波が方形波であることから発生し、極めて広
い周波数スペクトラムをもち、雑音としては最も避ける
べきものである。
された高周波が方形波であることから発生し、極めて広
い周波数スペクトラムをもち、雑音としては最も避ける
べきものである。
また、スイッチング電源の雑音としては、スパイク性の
雑音以外に、トランスＴ、の二次側に現われる高周波パ
ルスを整流及び平滑した後に残留する高周波リップル、
及び商用電源直流化時に残留する低周波リンプル（両波
整流の場合、低周波リンプルは１００Ｈｚ）がある。
雑音以外に、トランスＴ、の二次側に現われる高周波パ
ルスを整流及び平滑した後に残留する高周波リップル、
及び商用電源直流化時に残留する低周波リンプル（両波
整流の場合、低周波リンプルは１００Ｈｚ）がある。
しかしながら、高周波トランスＴ１のｍ−次側に設けら
れているコンデンサは、２２００１１．Ｆ程度の大容量
アルミ電界コンデンサであり、高周波に対してはインピ
ーダンスが高いので高周波リップルに対しては効果が少
なく、また低周波リップルを効果的に抑制するためには
更に大容量のコンデンサを用いなければならず、コスト
高になるという問題点を有する。
れているコンデンサは、２２００１１．Ｆ程度の大容量
アルミ電界コンデンサであり、高周波に対してはインピ
ーダンスが高いので高周波リップルに対しては効果が少
なく、また低周波リップルを効果的に抑制するためには
更に大容量のコンデンサを用いなければならず、コスト
高になるという問題点を有する。
（発明の］」的）
本発明はこのような従来の問題点に着目してなされたも
ので、スパイク性雑音、高周波リップル及び低周波リッ
プルを効率よく抑制した電源装置を提供することを１」
的とする。
ので、スパイク性雑音、高周波リップル及び低周波リッ
プルを効率よく抑制した電源装置を提供することを１」
的とする。
以下、本発明を実施例に基づき図面を参照して詳細に説
明する。
明する。
（発明の構成及び作用）
第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。同図に
おいてＴ２は高周波トランスで、巻線Ｗ１とＷ、を有す
る一次側と巻線Ｗ３を有する二次側で構成されている。
おいてＴ２は高周波トランスで、巻線Ｗ１とＷ、を有す
る一次側と巻線Ｗ３を有する二次側で構成されている。
巻線ＷｌとＷ３の極性は図示の如く設定されている。こ
れは、−次側はタイオートＤ２による半波整流であり、
この場合、高周波トランスの一次側と二次側の極性を図
示の如く設定することにより、スイッチング用トランジ
スタＴｒ とダイオードＤ２が共にオフである期間を設
けるためである。−次側の巻線Ｗ１には共振用のコンデ
ンサＣ７が接続されている。
れは、−次側はタイオートＤ２による半波整流であり、
この場合、高周波トランスの一次側と二次側の極性を図
示の如く設定することにより、スイッチング用トランジ
スタＴｒ とダイオードＤ２が共にオフである期間を設
けるためである。−次側の巻線Ｗ１には共振用のコンデ
ンサＣ７が接続されている。
従って、トランジスタＴｒ とダイオードＤ２か共にオ
フである期間内では、高周波トランスの一次側巻！ＭＷ
＋は低インピーダンスで短絡されることはなく、巻線
ＷｌとコンデンサＣ７とで共振回路がＪｒ４される。ト
ランジスタＴｒのオンとオフの時間はほぼ等しく設定す
ることができるので、このような場合、変換された高周
波は半１Ｅ弦波となり、コレクタ電流の流れている期間
はトランジスタＴｒは飽和しているので、コレクタ損失
は最低となる。半１に弦波は方形波と異なり、その周波
数スペクトラムは極めて狭くかつ高周波レベルも低いた
め、方形波の場合に比べて雑音発生を極めて小さくする
ことができる。
フである期間内では、高周波トランスの一次側巻！ＭＷ
＋は低インピーダンスで短絡されることはなく、巻線
ＷｌとコンデンサＣ７とで共振回路がＪｒ４される。ト
ランジスタＴｒのオンとオフの時間はほぼ等しく設定す
ることができるので、このような場合、変換された高周
波は半１Ｅ弦波となり、コレクタ電流の流れている期間
はトランジスタＴｒは飽和しているので、コレクタ損失
は最低となる。半１に弦波は方形波と異なり、その周波
数スペクトラムは極めて狭くかつ高周波レベルも低いた
め、方形波の場合に比べて雑音発生を極めて小さくする
ことができる。
２０はオートバイアス回路で、抵抗Ｒ１４，、コンデン
サＣＩ２、タイオードＤ５及びツェナーダイオード’
Ｄ ｂとが図示の如く接続されて構成されている。オー
トバイアス回路２０は、負荷Ｒ６が小さくなると共振回
路のＱが高くなり、この結果トランジスタＴｒのコレク
タ電圧が上昇するのを防止する。すなわち、コレクタ電
圧が上昇すると巻線Ｗ２の電圧も」−昇する。この電圧
はオートバイアス回路２０のコンデンサＣＩ久及びダイ
オードＤ５を介してトランジスタＴｒに逆方向のバイア
スを与える。従って、バイアスが深くなり、コレクタ電
流が減少することにより、先のコレクタ電圧の」−昇は
抑制される。
サＣＩ２、タイオードＤ５及びツェナーダイオード’
Ｄ ｂとが図示の如く接続されて構成されている。オー
トバイアス回路２０は、負荷Ｒ６が小さくなると共振回
路のＱが高くなり、この結果トランジスタＴｒのコレク
タ電圧が上昇するのを防止する。すなわち、コレクタ電
圧が上昇すると巻線Ｗ２の電圧も」−昇する。この電圧
はオートバイアス回路２０のコンデンサＣＩ久及びダイ
オードＤ５を介してトランジスタＴｒに逆方向のバイア
スを与える。従って、バイアスが深くなり、コレクタ電
流が減少することにより、先のコレクタ電圧の」−昇は
抑制される。
Ｄ、は整流素子を構成するタイオートで、高周波トラン
スの二次側巻線Ｗ３に現われる半１■（弦波の高周波イ
、：１号を整流する。タイオートＤ２の両端に直列に接
続された抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ９は、ダイオードＤ
２が逆バイアス（オフ）となった瞬間に逆方向に流れる
リカバリ電流によるＱ＃音を抑制する。高周波トランス
Ｔ、の一次側巻線Ｗ３には、直列に接続された抵抗Ｒ１
１とをコンデンサＣＩＪが接続Ｓれており、リンキング
を抑制する。３０は１１・−滑回路で、その詳細な回路
４！Ｊ成を第５図に示す。同図において、トランジスタ
Ｔｒ１のコレクタは抵抗Ｒ１’ｌ及びリンキング防ＩＬ
用のコイルＬを介してダイオードＤ２のカソードに接わ
“こされ、一方エミンタは負荷Ｒ６に接続されている。
スの二次側巻線Ｗ３に現われる半１■（弦波の高周波イ
、：１号を整流する。タイオートＤ２の両端に直列に接
続された抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ９は、ダイオードＤ
２が逆バイアス（オフ）となった瞬間に逆方向に流れる
リカバリ電流によるＱ＃音を抑制する。高周波トランス
Ｔ、の一次側巻線Ｗ３には、直列に接続された抵抗Ｒ１
１とをコンデンサＣＩＪが接続Ｓれており、リンキング
を抑制する。３０は１１・−滑回路で、その詳細な回路
４！Ｊ成を第５図に示す。同図において、トランジスタ
Ｔｒ１のコレクタは抵抗Ｒ１’ｌ及びリンキング防ＩＬ
用のコイルＬを介してダイオードＤ２のカソードに接わ
“こされ、一方エミンタは負荷Ｒ６に接続されている。
ベースは図示の如く抵抗Ｒ１６及びコンデンサＣ８が接
続されている。この結果、ベース電圧（電圧制御信号）
はコレクタに供給される信号のうち交流成分（リップル
分）に対してのみ安定化される。従って、この回路は直
流的な入力変動に対しては追従し、コレクタ・エミッタ
間の電圧をトランジスタＴｒ１のコレクタ飽和電圧（〜
０．４Ｖ）に近い値にすることができ、コレクタ・エミ
ッタ間の電力損失を最小としつつ、交流成分である高周
波リップル及び低周波リップルを完全に遮断することが
できる。尚、抵抗Ｒ，！、はトランジスタＴｒｌの余分
な電力損失を回避するための抵抗であり、コンデンサｃ
ｏ及びＣ，５は平滑コンデンサである。また抵抗Ｒｌｂ
はコイル又はダイオードであってもよい。更に、１０は
商用電源を整流及びｉＦ滑する平滑φ整流回路である。
続されている。この結果、ベース電圧（電圧制御信号）
はコレクタに供給される信号のうち交流成分（リップル
分）に対してのみ安定化される。従って、この回路は直
流的な入力変動に対しては追従し、コレクタ・エミッタ
間の電圧をトランジスタＴｒ１のコレクタ飽和電圧（〜
０．４Ｖ）に近い値にすることができ、コレクタ・エミ
ッタ間の電力損失を最小としつつ、交流成分である高周
波リップル及び低周波リップルを完全に遮断することが
できる。尚、抵抗Ｒ，！、はトランジスタＴｒｌの余分
な電力損失を回避するための抵抗であり、コンデンサｃ
ｏ及びＣ，５は平滑コンデンサである。また抵抗Ｒｌｂ
はコイル又はダイオードであってもよい。更に、１０は
商用電源を整流及びｉＦ滑する平滑φ整流回路である。
次に動作を説明する。トランジスタＴｒがオフのときは
、コンデンサＣ７と巻線Ｗ１ とで形成される共振回路
が共振し、トランジスタＴｒのコレクタ電圧は半正弦波
となる。このときダイオードＤ２はオフであり、その７
ノード電圧は半正弦波となる。一方トランジスタＴｒが
オンのときは、コレクタ電圧は一定であり、ダイオード
Ｄ２のアノード屯圧も一定となる。このようにして得ら
れた高１：、１波信号は平滑回路３０を通ることにより
り７プル分が除大され、所望の電圧として負荷Ｒ６に供
給される。
、コンデンサＣ７と巻線Ｗ１ とで形成される共振回路
が共振し、トランジスタＴｒのコレクタ電圧は半正弦波
となる。このときダイオードＤ２はオフであり、その７
ノード電圧は半正弦波となる。一方トランジスタＴｒが
オンのときは、コレクタ電圧は一定であり、ダイオード
Ｄ２のアノード屯圧も一定となる。このようにして得ら
れた高１：、１波信号は平滑回路３０を通ることにより
り７プル分が除大され、所望の電圧として負荷Ｒ６に供
給される。
第４図は第３図に示す回路における実測された動作波形
図であり、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレクタに
おける電圧波形、及び同図（ｂ）はコンデンサＣ１の一
端における電圧波形である。これらの図かられかるよう
に、トランジスタＴｒのコレクタにおける発振波形はほ
ぼ半正弦波であり、方形波を用いた従来の回路のように
、スパイク電圧はほとんどみられない。また、ＡＣライ
ン側の電圧（第４図（ｂ））のリップル分は大きく抑制
されており、従来例（第２図（ｂ））と比べて極めて小
さい。尚、以下の条件下における実ＡＩ （（ｊとして
、ＡＣライン側のもれ雑音は２０ｍＶｐ−ｐ 以上で、
出力側のもれ雑音（リップル成分とスノくイク電圧の和
に相当）は０−５ ａ＋ｖ、−、であり、効率は７０％
であった。ここで、実験における各値は次のとおりであ
る。Ｃ、＝ ２０（１’ ｕ−Ｆ 、 Ｇｏ ＝０．０
４７μＦ 、 Ｃ７＝ ４７００ ｐＦ 、 Ｃｓ ＝
４７０ｐＦ 。
図であり、同図（ａ）はトランジスタＴｒのコレクタに
おける電圧波形、及び同図（ｂ）はコンデンサＣ１の一
端における電圧波形である。これらの図かられかるよう
に、トランジスタＴｒのコレクタにおける発振波形はほ
ぼ半正弦波であり、方形波を用いた従来の回路のように
、スパイク電圧はほとんどみられない。また、ＡＣライ
ン側の電圧（第４図（ｂ））のリップル分は大きく抑制
されており、従来例（第２図（ｂ））と比べて極めて小
さい。尚、以下の条件下における実ＡＩ （（ｊとして
、ＡＣライン側のもれ雑音は２０ｍＶｐ−ｐ 以上で、
出力側のもれ雑音（リップル成分とスノくイク電圧の和
に相当）は０−５ ａ＋ｖ、−、であり、効率は７０％
であった。ここで、実験における各値は次のとおりであ
る。Ｃ、＝ ２０（１’ ｕ−Ｆ 、 Ｇｏ ＝０．０
４７μＦ 、 Ｃ７＝ ４７００ ｐＦ 、 Ｃｓ ＝
４７０ｐＦ 。
Ｃ９＝ ＋０００ ＰＦ 、 Ｃ＋。＝ ＣＢ＝ ０．
１ ｊＬＦ、 ＣＣｌ２＝２２ Ｆ 、 Ｃ１３＝ ８
９０ルＦ、ｃＫ＝ ２２０ ｇＦ、Ｃ１，；＝ １００
μＦ、Ｒ６＝１５Ω、Ｒ，＝５００Ω、Ｒ８＝６８０
Ω、 Ｒ，、＝ ３０にΩ、 ＲＩＩ＝ ４７０Ω、
Ｒ１２＝ ｉ（＋３＝４．７Ω、 Ｒ，＋＝ １００Ω
、 Ｒ，５＝ ０．１３８Ω、Ｒ，ｇ＝７５Ω、Ｌ＝
３．９ ｇＨで、トランジスタＴｒは２ＳＧ２３３５で
ある。
１ ｊＬＦ、 ＣＣｌ２＝２２ Ｆ 、 Ｃ１３＝ ８
９０ルＦ、ｃＫ＝ ２２０ ｇＦ、Ｃ１，；＝ １００
μＦ、Ｒ６＝１５Ω、Ｒ，＝５００Ω、Ｒ８＝６８０
Ω、 Ｒ，、＝ ３０にΩ、 ＲＩＩ＝ ４７０Ω、
Ｒ１２＝ ｉ（＋３＝４．７Ω、 Ｒ，＋＝ １００Ω
、 Ｒ，５＝ ０．１３８Ω、Ｒ，ｇ＝７５Ω、Ｌ＝
３．９ ｇＨで、トランジスタＴｒは２ＳＧ２３３５で
ある。
以１−１本発明を実施例に基づき説明した。尚、ス・ｒ
ツチング電源自体としては第３図に示されるものに限定
されるものではなく、また平滑回路３０としても第５図
に示されるものに限定されるものではない。例えば、平
滑回路３０として第６図に示すように、高周波トランス
Ｔ２の二次側巻線Ｗ３に、この巻線に生ずる電圧よりも
絶対値の大きな電圧を発生する巻線Ｗ４を設け、この巻
線をダイオードＤ７及び抵抗Ｒ１□を介してトランジス
タＴｒ１のベースに接続したものな用いることもできる
。この場合は、第５図に示す回路に比べ、不要な電力損
失を抑制することができる。尚、抵抗Ｒ１７はコイル又
はダイオードであってもよい。
ツチング電源自体としては第３図に示されるものに限定
されるものではなく、また平滑回路３０としても第５図
に示されるものに限定されるものではない。例えば、平
滑回路３０として第６図に示すように、高周波トランス
Ｔ２の二次側巻線Ｗ３に、この巻線に生ずる電圧よりも
絶対値の大きな電圧を発生する巻線Ｗ４を設け、この巻
線をダイオードＤ７及び抵抗Ｒ１□を介してトランジス
タＴｒ１のベースに接続したものな用いることもできる
。この場合は、第５図に示す回路に比べ、不要な電力損
失を抑制することができる。尚、抵抗Ｒ１７はコイル又
はダイオードであってもよい。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、スパイク性雑音
、高周波リップル及び低周波リップルを効率よく抑制で
きる電源装置を提供することができる。
、高周波リップル及び低周波リップルを効率よく抑制で
きる電源装置を提供することができる。
第１図は従来のスイッチング形電源の回路図、第２図（
ａ）ないしくｃ）はこの回路の実測により得られた動作
波形図、第３図は本発明による電源装置の一実施例の回
路図、第４図（ａ）及び（ｂ）は本実施例の実測により
得られた動作波形図、第５図は第３図に示す平滑回路の
詳細な回路図、及び第６図は本発明による電源装置の他
の実施例の要部を示す回路図である。 １０−−−一整流・平滑回路、 ２０−−ｍ−オートバイアス回路、 ３０−−−−モ滑回路、 Ｒ１〜Ｒ，７−−−−抵抗、 Ｃ１〜ｃ、９−−−−コンデンサ、 Ｌ−一一一コイル、 Ｄ、Ｄ、 〜Ｄ５．Ｄ７−−−ダイオード、Ｄ６ −−
−−ツェナーダイオード Ｔ、、Ｔ２−−−高周波トランス。 Ｗ、〜Ｗ４−−−一巻線、 Ｔｒ 、Ｔｒｌ−−−トランジスタ、 Ｓ、、Ｓ２−−−スパイク電圧。 特、１１出願人 ティーディーケイ株式会社 ＃￥Ｗ出願代理人 ブ１゛理士 山木恵−
ａ）ないしくｃ）はこの回路の実測により得られた動作
波形図、第３図は本発明による電源装置の一実施例の回
路図、第４図（ａ）及び（ｂ）は本実施例の実測により
得られた動作波形図、第５図は第３図に示す平滑回路の
詳細な回路図、及び第６図は本発明による電源装置の他
の実施例の要部を示す回路図である。 １０−−−一整流・平滑回路、 ２０−−ｍ−オートバイアス回路、 ３０−−−−モ滑回路、 Ｒ１〜Ｒ，７−−−−抵抗、 Ｃ１〜ｃ、９−−−−コンデンサ、 Ｌ−一一一コイル、 Ｄ、Ｄ、 〜Ｄ５．Ｄ７−−−ダイオード、Ｄ６ −−
−−ツェナーダイオード Ｔ、、Ｔ２−−−高周波トランス。 Ｗ、〜Ｗ４−−−一巻線、 Ｔｒ 、Ｔｒｌ−−−トランジスタ、 Ｓ、、Ｓ２−−−スパイク電圧。 特、１１出願人 ティーディーケイ株式会社 ＃￥Ｗ出願代理人 ブ１゛理士 山木恵−
Claims (2)
- （１）交流商用電源を整流及び平滑して直流電圧をｆＵ
る手段と、Ｉ・ランスと該トランスの一次側に接続され
前記直流電圧をスイッチングするスイッチング手段と、
前記トランスの二次側に整流素子を介して接続された電
圧安定化素子と、該素子の電圧制御信号を該素子に人力
する信号の交流電圧成分に対して安定化させる交流電圧
成分安定化手段とを有することを特徴とする電源装置。 - （２）前記スイッチング手段がトランジスタで構成され
１．；亥トランジスタの非導通時と前記整流素子の非導
通時とが一致するように前記トランスの一次側と二次側
の極性が設定され、ｔＭｊ記トシトランス次側には共振
回路を形成するためコンデンサが設けられ、前記トラン
ジスタのベースにはオートバイアス回路が設けられてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第１伯に記載の電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3725584A JPS60183965A (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3725584A JPS60183965A (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60183965A true JPS60183965A (ja) | 1985-09-19 |
Family
ID=12492535
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3725584A Pending JPS60183965A (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60183965A (ja) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5583469A (en) * | 1978-12-15 | 1980-06-23 | Fuji Electric Co Ltd | Invertor |
| JPS5588568A (en) * | 1978-12-27 | 1980-07-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Voltage control circuit |
| JPS5625063U (ja) * | 1979-08-01 | 1981-03-07 | ||
| JPS5727884B2 (ja) * | 1974-05-17 | 1982-06-14 | ||
| JPS5727885B2 (ja) * | 1974-05-29 | 1982-06-14 | ||
| JPS5840632A (ja) * | 1981-09-03 | 1983-03-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 安定化電源装置 |
-
1984
- 1984-03-01 JP JP3725584A patent/JPS60183965A/ja active Pending
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5727884B2 (ja) * | 1974-05-17 | 1982-06-14 | ||
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