JPS601833B2 - 整流回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は例えば皮相電力量計等に適用して好適な整流回
路に係り、特に微小な交流信号でも正確に直流信号に変
換する整流回路に関する。

従来の皮相電力量計には第１図に示すような精密整流回
路が用いられている。

同図においてｅＡｃは交流入力信号であってこの入力信
号ｅＡｃは抵抗ＲＩを介して正入力部を接地した演算増
幅器１の負入力部に供給される。この演算増幅器１は整
流用ダイオードＤ１，Ｄ２および抵抗Ｒ２で帰還ループ
を形成している。さらに、演算増幅器１の出力部はダイ
オードＤ２および抵抗Ｒ３を介して同じく正入力部を接
地した演算増幅器２の負入力部に接続している。そして
、この演算増幅器２の負入力部より増幅器１の信号入力
端子側に抵抗Ｒ４を接続するとともに、抵抗Ｒ５で演算
増幅器２の帰還回路を形成している。ＣＩは平滑用コン
デンサ、ｅＤｃは直流出力信号である。即ち、第１図に
示す整流回路は、整流ダイオード○１，Ｄ２を演算増幅
器１の帰還ループ系に入れて理想的なダイオード回路を
形成し、これに演算増幅器２を組合せて精密な両波整流
回路を構成している。

しかし、以上の整流回路を真に高精度なものに実現する
ためには抵抗ＲＩ〜Ｒ５それ自体を高精度にしなければ
ならず、さらに演算増幅器１，２に低オフセット電圧の
ものが必要になる。

特に、演算増幅器１，２のオフセット電圧は交流入力信
号ｅＡｃが小さい場合には大きな誤差となる。今、演算
増幅器１に第２図Ａのようなオフセット電圧Ｖｏｆがあ
ると、演算増幅器１の出力電圧ｅｏは真のＯＶからオフ
セット電圧Ｖｏｆ分だけシフトした値となり、交流入力
信号ｅＡｃが数ｌｏｗＶと小さい場合には大きな誤差と
なる。従って交流入力信号ｅＡｃが小さくしかも高精度
を必要とする時には演算増幅器１，２ごとにオフセット
調整回路が必要となる。しかも、このオフセット電圧に
関しては、環境変化や経時変化を予測する必要があり、
低ドリフト化を図るためには高価な演算増幅器１，２が
必要となる。一方、従来の一般的な電子式皮相電力量計
は第３図のような構成を採っている。

皮相電力は給電線における負荷電圧と消費電流との積で
あるとともに、電圧と電流との位相角に無関係である。
同図においてｅｖは給電線の負荷電圧に比例した交流入
力信号であり、ｅｉは給電線の消費電流に比例した交流
入力信号である。通常ｅｖは給電線（図示せず）に設け
た電圧変成器により得られ、ｅｉは給電線に設けた電流
変成器および電流−電圧変換抵抗によって得られる。３
ａ，３ｂは交流入力信号ｅｖ，ｅｉを直流に変換する整
流回路であって例えば第１図に示すような演算増幅器１
，２を用いた精密整流回路が用いられる。

４ａ，４ｂは平滑回路で通常コンデンサが使用される。

５は平滑回路４ａ，４ｂで平滑化した直流信号ｅｖｘ，
ｅｖｙを秦算して皮相電力を得る乗算回路、６は乗算回
路５の出力信号を周波数変換して図示しないカウンタで
積算計数して皮相電力量を求めるようにするＶ−Ｆ変換
回路である。しかし、以上のような皮相電力量計にあっ
ては、精度のとらえ方がフルスケールに対する相対精度
ではなく、測定真値に対する絶対誤差で扱かわれ、その
精度を定格（１００％入力）に対する１′３０入力とか
１／５０入力などで保証する必要がある。

ところが、消費電流に比例する交流入力信号ｅｊが小さ
い場合には整流回路３ｂに第１図に示す演算増幅１，２
を使用しているため、その増幅器１，２のオフセット電
圧によって大きな誤差となって現われる。従って、第１
図のような整流回路を皮相電力量計に適用する場合には
オフセット電圧の除去が急務とされており、そうかとい
って低ドリフト化の演算増幅器では複雑で高価なものと
なり実用に供しえない。本発明は上記実情にかんがみて
なされたものであって、交流入力信号が小さい場合でも
使用する演算増幅器のオフセット電圧と無関係に高精度
の整流特性を得られるようにし、また皮相電力量計に適
用して高精度の皮相電力量を得るようにする整流回路を
提供するものである。

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第４図は半波整流回路の一構成例である。同図において
ｅＡｃは交流入力信号であり、これは負入力部をコンデ
ンサＣＩを介して接地したコンパレータ回路１０の正入
力部に供給されている。このコンパレータ回路１０‘こ
あっては例えば非常に利得の高い演算増幅器等を用いて
交流入力信号ｅＡｃの極性を判定する機能をもっている
。１１はコンパレータ回路１０の出力論理信号を反転出
力するィンバータ回路であってこれには絶対値の等しい
正、負電圧ＶＤＤ，Ｖｓｓが供給されている。

そして、ィンバータ回路１１の出力信号はコンパレータ
回路１０の論理信号が“１”の時に十ＶＤＤ、論理信号
が“０”の時に−Ｖｓｓを出力する構成になっている。
このィンバータ回路１１から出力する十ＶＤＤ，一Ｖｓ
ｓはコンデンサＣＩおよび抵抗ＲＩよりなるローパスフ
ィルタ１２を介してコンパレータ回路１０の負入力部に
供給される。Ｓ１，Ｓ２はコンパレータ回路１０および
ィンバータ回路１１の出力信号に応動してオン・オフす
るアナログスイッチである。なお、アナログスイッチＳ
Ｉの一方の接点は交流入力信号ｅＡｃの供給端子に、他
方の援点は抵抗Ｒ２を介して出力端子に接続されている
。Ｃ２は平滑コンデンサである。次に、第４図に示す半
波の整流回路の作用を説明する。

コンパレータ回路１０は通常演算増幅器等を用いるが、
この演算増幅器の利得は数万倍以上と非常に高いので例
えばコンパレータ回路１０にオフセット電圧がなければ
第５図のようなタイムチャートになる。但し、この場合
既に公知であるようにコンパレータ回路１０の負入力部
を図示点線のように接地した例である。このような回路
状態では、交流入力信号ｅＡｃの正、負電圧に対し第５
図Ｂ，Ｄのように“１”、“０”が等間隔で交互に出力
する。これによって、アナログスイッチＳ１，Ｓ２は第
５図Ｃのように一定周期で交互にオンする。そして、ア
ナログスイッチＳＩのオン時に信号ｅｍが出力し、一方
、アナログスイッチＳ２のオン時には接地されて第５図
Ｅのような整流信号が得られる。しかし、コンパレータ
回路１０の負入力部を接地した状態で同コンパレータ回
路１０にオフセット電圧が生じている場合には第６図の
ようなタイムチャートになる。

同図Ａに示すＶｏｆはコンパレータ回路１川こ生じるオ
フセット電圧である。従つて、コンパレータ回路１０に
第６図Ａのような交流入力信号ｅＡｃが供孫舎されると
、コンパレータ回路１０の出力部および論理反転動作を
行なうィンバータ回路１１の出力部には第６図Ｂ，Ｄに
示すように周期の異なった“１”、“０”の論理信号が
交互に出力する。このためアナログスイッチＳＩ，Ｓ２
は第６図Ｃのようにオン動作を行ない、整流出力として
第６図Ｅのような誤差を含んだ信号となる。従って、コ
ンパレータ回路１０にオフセット電圧がある時とない時
について比較すれば、第５図および第６図から明らかな
ように、オフセット電圧がない場合にはインバータ回路
１１の出力ｅｎにおいて“１”と“０”の時間間隔はｔ
ｌ＝ｔ２であり、一方、正のオフセット電圧Ｖｏｆがあ
る場合にはｔｌ＜ｔ２となり、負のオフセット電圧一Ｖ
ｏｆがある場合にはｔｌ＞ｔ２となる。

次に、第４図に示すようにィンバータ１１の出力をロー
パスフイルタ１２を介してコンパレータ回路１０の負入
力部に供給した場合にはコンパレータ回路１０にオフセ
ット電圧士Ｖｏｆがあっても後述するように除去するこ
とができる。

即ち、インバータ回路１１の出力ｅｎをローパスフィル
タ１２を介して得た出力ｅｆはローパスフイルタの時定
数が入力周波数より充分大きいとすると、ｅｆ＝ｔｌ・
一Ｖｓｓ＋ｔ２・ＶＤＤとなる。

但し、一は平均値を意味する。ここで、電源電圧はＩＶ
ｓｓｌ＝ＩＶｏＤＩであるので、オフセット電圧が０の
時は、ｅｆ二０のＶ オフセット電圧が正の時は、 ｅｆ＞。

肌Ｖオフセット電圧が負の時は、 ｅｆ＜ｏｗＶ という電圧を発生することになる。

この電圧ｅｆはオフセット電圧Ｖｏｆに等しい。従って
、この電圧ｅｆをコンパレータ回路１０の負入力部に帰
還すると、コンパレータ回路１０のオフセット電圧は実
質的に帰還電圧ｅｆで相殺することができる。つまり、
Ｒ１，ＣＩによるローパスフイルタ１２を介してコンパ
レータ回路１０の論理信号のデューティ・サイクルの状
態を帰還してやれば、コンパレータ回路１０のオフセッ
ト電圧を零に補正したことになり、交流入力信号ｅＡｃ
が微小しベルであってもコンパレータ回路１０は正確な
極性判定動作を行なって第５図に示すものと同じ整流特
性を得ることができる。ここで、帰還をかけるための出
力論理信号は正、負方向とも内部吸収電圧がほとんどな
いＣ一ＭＯＳ回路などが適している。次に第７図は両波
整流回路であってその構成は猪んど第４図と同じである
。

特に第４図と異なる点はＳＩと相補的に動作するＳ２が
付加されている点である。従って、以上のような構成の
整流回路では第８図に示すようなタイムチャートを示す
。

このため、本実施例ではコンパレータ回路１０の出力部
のインバータ回路１１の出力をＲ１，ＣＩの時定数より
なるローパスフィルタ１２を介してコンパレータ回路１
０の入力部に帰還することで、実質的にコンパレータ回
路１０のオフセット電圧Ｖｏｆを零に補正することがで
きる。従って、以上のような整流回路を第９図に示す皮
相電力量計に適用すれば、非常に安定で高精度の皮相電
力量を得ることができる。

なお、第９図に示す構成は整流回路を除いて他の構成は
第３図と全く同じである。つまり、１３は乗算回路、１
４はＶ−Ｆ変換回路である。この皮相電力量計では整流
回路部分に殆んど誤差を生ずることがないので、乗算回
路１３およびＶ一Ｆ変換回路１４に高精度のものを利用
すれば、高精度の皮相電力量計が得られる。なお、上記
実施例で説明した整流回路は皮相電力量計に限らず種々
の電子回路に適用できることは言うまでもない。

以上詳述したように本発明によれば、交流入力信号を供
ｖ給するコンパレータ回路の出力部のインバータ回路の
出力をローパスフイルタを介してコンパレータ回賂の他
方入力部に帰還する構成としたので、コンパレータ回路
にオフセット電圧が生じても相殺して零にすることがで
きこれにより高精度の整流回路を実現できる。

しかも、時定数をもつローパスフイルタを介しての帰還
であるので、温度変化や経時特性の変化によるドリフト
があっても時定数による期間経過後には自動補正される
ので長期的に動作特性の安定を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の精密整流回路の構成図、第２図Ａ，Ｂは
第１図に示す整流回路のオフセット電圧の発生状態等を
説明する図、第３図は第１図に示す整流回路を適用した
従来の電子式皮相電力量計のブロック図、第４図は本発
明に係る整流回路（半液）の一実施例を示す構成図、第
５図Ａ〜Ｅおよび第６図Ａ〜Ｅは第４図に示すコンパレ
ータ回路の負入力部を接地した場合におけるオフセット
電圧がない時とある時のタイムチャート図、第７図は本
発明に係る整流回路（両波）の他の例を示す構成図、第
８図は第７図に示す整流回路の動作状態を説明するタイ
ムチャート図、第９図は第７図の両波整流回路を適用し
た皮相電力量計の構成図である。 ｅＡｃ’ｅａ’−ｅａ・・・・・・交流入力信号、ｌｏ
．．．…コンパレータ回路、１１・・・…インバータ回
路、１２……ローパスフイルタ、Ｓ１，Ｓ２……アナロ
グスイッチ、ＶＤＤ，Ｖｓｓ・…・・電源電圧、十ｅｖ
，一ｅｖ・・・・・・給電線の負荷電圧に比例した電圧
信号、十ｅＬ −ｅｌ・・・・・・給電線の消費電流に
比例した電圧信号、１３・・・・・・乗算回路、１４・
・・・・・Ｖ−Ｆ変換回路。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一方入力部に交流入力信号が導入されその信号の極
   牲を判定して論理信号を出力するコンパレータ回路と、
   このコンパレータ回路の出力部に設けられ前記論理信号
   を反転するインバータ回路と、半波整流の場合に一種の
   前記交流入力信号を、また全波整流の場合に振幅等しく
   １８０°位相の異なる２種の交流入力信号を前記コンパ
   レータ回路およびインバータ回路の出力論理信号でオン
   ・オフ制御して整流信号を出力する第１および第２のア
   ナログスイツチと、前記インバータ回路の出力信号をロ
   ーパスフイルタを介して前記コンパレータ回路の他方入
   力部に帰還する手段とを備えてなることを特徴とする整
   流回路。 ２ 整流回路として２組使用し、その１つの整流回路に
   給電線の負荷電圧に比例した電圧信号を加え、他の１つ
   の整流回路に給電線の消費電流に比例した電圧信号を加
   え、前記両整流回路の整流出力信号を乗算回路に導入し
   て皮相電力量計に適用するようにした特請求の範囲第１
   項記載の整流回路。