JPS60173932A - 受信機の復調回路 - Google Patents
受信機の復調回路Info
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- JPS60173932A JPS60173932A JP2932884A JP2932884A JPS60173932A JP S60173932 A JPS60173932 A JP S60173932A JP 2932884 A JP2932884 A JP 2932884A JP 2932884 A JP2932884 A JP 2932884A JP S60173932 A JPS60173932 A JP S60173932A
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- capacitor
- signal
- circuit
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/54—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving generating subcarriers
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1638—Special circuits to enhance selectivity of receivers not otherwise provided for
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は、例えばＦＭステレオ放送を受信する場合等
に用いて好適な受信機の復調回路に関する。
に用いて好適な受信機の復調回路に関する。
背景技術とその問題点
一般に例えはＦＭステレオ放送を受信可能な受信機では
、近接局による混信妨害等を排除するた波設の通過帯域
幅を混信妨害等 がない通常の動作では、例えば第１図に実線ａで示すよ
うな広帯域となすも、混信妨害等が存在する異常な動作
では同図に破線すで示すような狭帯域に切シ換えて、中
間周波段の通過帯域幅を制限するようにしている。
、近接局による混信妨害等を排除するた波設の通過帯域
幅を混信妨害等 がない通常の動作では、例えば第１図に実線ａで示すよ
うな広帯域となすも、混信妨害等が存在する異常な動作
では同図に破線すで示すような狭帯域に切シ換えて、中
間周波段の通過帯域幅を制限するようにしている。
ところがこのように中間周波段の通過帯域幅を狭くする
と、近接局による混信妨害等は排除できるが、高域周波
数特性が劣化してセ・母し−ションが悪くなる不都合が
ある。
と、近接局による混信妨害等は排除できるが、高域周波
数特性が劣化してセ・母し−ションが悪くなる不都合が
ある。
すなわち、周知の如（ＦＭステレオ放送の場合、左右両
信号の和を主信号として約５０Ｈｚ〜１５ｋＨｚの帯域
に、左右両信号の差を副信号として、３８ｋＨｚの副搬
送波で振幅変調し、搬送波を抑圧した両側波帯の信号を
２３〜５３ ｋＨｚの帯域に、そして）４イロット信号
□を１９ｋＨｚの位置に配置した合成信号をＦＭ変調し
て放送するようにしている。このよ’ｊな放送電波形式
において、中間周波段の通過帯域幅が広帯域のときは、
選択度が悪いので近接局による混信妨害等を受けやすい
が、復調側の周波数特性は第２図に実線ａで示すように
高域までのびているので、高域周波数特性が劣化するこ
となく、高忠実度再生が可能であるも、狭帯域のときは
選択度が良いので近接局による混信妨害等を受けに〈い
が、復調側の周波数特性は第２図に破線すで示すように
５０ ｋＨｚ近傍よ・シ特性の劣化が生じるので、上述
の如（５３ｋＨｚまでの帯域を有する副信号に影響を及
ぼし、結果としてセパレーションが悪くなり、高忠実度
再生が不可能となる。
信号の和を主信号として約５０Ｈｚ〜１５ｋＨｚの帯域
に、左右両信号の差を副信号として、３８ｋＨｚの副搬
送波で振幅変調し、搬送波を抑圧した両側波帯の信号を
２３〜５３ ｋＨｚの帯域に、そして）４イロット信号
□を１９ｋＨｚの位置に配置した合成信号をＦＭ変調し
て放送するようにしている。このよ’ｊな放送電波形式
において、中間周波段の通過帯域幅が広帯域のときは、
選択度が悪いので近接局による混信妨害等を受けやすい
が、復調側の周波数特性は第２図に実線ａで示すように
高域までのびているので、高域周波数特性が劣化するこ
となく、高忠実度再生が可能であるも、狭帯域のときは
選択度が良いので近接局による混信妨害等を受けに〈い
が、復調側の周波数特性は第２図に破線すで示すように
５０ ｋＨｚ近傍よ・シ特性の劣化が生じるので、上述
の如（５３ｋＨｚまでの帯域を有する副信号に影響を及
ぼし、結果としてセパレーションが悪くなり、高忠実度
再生が不可能となる。
そこで、近接局が存在しないときには中間周波段の通過
帯域幅を広帯域とし、近接局が存在するときには狭帯域
として高忠実度再生と高混信妨害排除能力とを両立させ
るために、中間周波段の通過帯域幅を切シ換えるように
したＦＭステレオ受信機が従来提案されている。
帯域幅を広帯域とし、近接局が存在するときには狭帯域
として高忠実度再生と高混信妨害排除能力とを両立させ
るために、中間周波段の通過帯域幅を切シ換えるように
したＦＭステレオ受信機が従来提案されている。
ところがこのような受信機では通常、マルチプレクス回
路特有のセパレーションの劣化及び中間周波段の通過帯
域幅による復調信号の高域周波数特性の劣化によるセ・
ぐレーションの劣化を、左チャンネル信号と右チャンネ
ル信号の復調後、逆チャンネルへのクロストーク分を夫
々キャンセルさせて改善するようにしたセパレーション
調整回路を設けている。
路特有のセパレーションの劣化及び中間周波段の通過帯
域幅による復調信号の高域周波数特性の劣化によるセ・
ぐレーションの劣化を、左チャンネル信号と右チャンネ
ル信号の復調後、逆チャンネルへのクロストーク分を夫
々キャンセルさせて改善するようにしたセパレーション
調整回路を設けている。
従って、上述の如く中間周波段の通過帯域幅を切シ換え
て復調信号の高域周波数特性が変化すると・七″レーシ
ョン調整回路の最適調整点がずれてしまい、例えば広通
過帯域にてセパレーションを調整すると、狭通過帯域時
に極端にセパレーションが劣化し、その都度セ・母し−
ションの再調整を余儀なくされる等の欠点があった。
て復調信号の高域周波数特性が変化すると・七″レーシ
ョン調整回路の最適調整点がずれてしまい、例えば広通
過帯域にてセパレーションを調整すると、狭通過帯域時
に極端にセパレーションが劣化し、その都度セ・母し−
ションの再調整を余儀なくされる等の欠点があった。
発明の目的
この発明は斯る点に鑑み、中間周波段の通過帯域幅の切
り換えと同時に復調信号の高域周波数特性の劣化を補正
して、中間周波段の通過帯域幅が狭帯域のときのセパレ
ーションの劣化を防止することができる受信機の復調回
路を提供するものである。
り換えと同時に復調信号の高域周波数特性の劣化を補正
して、中間周波段の通過帯域幅が狭帯域のときのセパレ
ーションの劣化を防止することができる受信機の復調回
路を提供するものである。
発明の概要
この発明では、中間周波段の通３１ｕ帯域幅を広帯域と
狭帯域に切り換えるようにした受信機の復調回路におい
て、検波段をＰＬＬで構成すると共に狭帯域時に上記Ｐ
ＬＬの高域周波数特性を広帯域時よシ持ち上げるように
構成している。斯る構成にょシ、この発明では中間周波
段の通過帯域幅が狭帯域になったときのセ・千し−ショ
ンの劣化が防止され、高混信妨害排除能力と高忠実度再
生能力とを両立させることができ、しかも中間周波段の
通過帯域幅の切換えによるセパレーションの再調整が不
要となる。
狭帯域に切り換えるようにした受信機の復調回路におい
て、検波段をＰＬＬで構成すると共に狭帯域時に上記Ｐ
ＬＬの高域周波数特性を広帯域時よシ持ち上げるように
構成している。斯る構成にょシ、この発明では中間周波
段の通過帯域幅が狭帯域になったときのセ・千し−ショ
ンの劣化が防止され、高混信妨害排除能力と高忠実度再
生能力とを両立させることができ、しかも中間周波段の
通過帯域幅の切換えによるセパレーションの再調整が不
要となる。
実施例
以下、この発明の一実施例を、ＦＭステレオ受信機に適
用した場合を例にとり、第３図〜第９図に基づいて詳し
く説明する。
用した場合を例にとり、第３図〜第９図に基づいて詳し
く説明する。
第３図は本実施例の回路構成を示すもので、同図におい
て、アンテナ（１）によって捉えられたステレオ放送電
波は、高周波増幅回路（２）を通して混合回路（３）に
供給され、ここで局部発振回路（４）からの局部発振信
号と混合されて１０．７ＭＨｚの中間周波信号に変換さ
れる。
て、アンテナ（１）によって捉えられたステレオ放送電
波は、高周波増幅回路（２）を通して混合回路（３）に
供給され、ここで局部発振回路（４）からの局部発振信
号と混合されて１０．７ＭＨｚの中間周波信号に変換さ
れる。
混合回路（３）の出力側には通過帯域幅が広帯域の中間
周波増幅回路（５）と、狭帯域の中間周波増幅回路（６
）が設けられ、これらの回路はその入出力側を連動する
スイッチ（６） 、 （７）によって切り換えられる。
周波増幅回路（５）と、狭帯域の中間周波増幅回路（６
）が設けられ、これらの回路はその入出力側を連動する
スイッチ（６） 、 （７）によって切り換えられる。
つまり、スイッチｆ６） 、 ［７）が共に接点ａ側に
あるときには、混合回路（３）の出力は広帯域の中間周
波増幅回路（５）側に供給され、一方スイッチ（６１、
（力が共に接点す側にあるときには混合回路（３）の出
力は、狭帯域の中間周波増幅回路（６）側に供給される
。
あるときには、混合回路（３）の出力は広帯域の中間周
波増幅回路（５）側に供給され、一方スイッチ（６１、
（力が共に接点す側にあるときには混合回路（３）の出
力は、狭帯域の中間周波増幅回路（６）側に供給される
。
スイッチ（８）の出力側にはＰＬＬ（位相ロックルーフ
″）で構成された検波器（９）が設けられ、とのＰＬＬ
検波器（９）は例えば位相比較回路（９ａ）、ロー・母
スフイルタ（９ｂ）及び電圧制御型発振器（９Ｃ）から
なる。
″）で構成された検波器（９）が設けられ、とのＰＬＬ
検波器（９）は例えば位相比較回路（９ａ）、ロー・母
スフイルタ（９ｂ）及び電圧制御型発振器（９Ｃ）から
なる。
いま、ＰＬＬが中間周波入力信号にロックしていると、
発振器（９Ｃ）は中間周波入力信号の瞬時周波数に追随
して働き、従って、位相比較回路（９ａ）で比較されロ
ーパスフィルタ（９ｂ）を通った誤差信号（電圧）は、
発振器（９Ｃ）の発振周波数を入力信号にロックするよ
うな方向に変化するから、ロー・母スフイルタ（９ｂ）
の誤差信号は、そのままＦＭ復調されたオーディオ成分
に相当する。また、ローパスフィルタ（９ｂ）はその時
定数を変化するために、例えば固定的に設けられたコン
デンサＣ１とスイッチａυにより選択的にコンデンサＣ
ＩＫ並列接続されるコンデンサＣ２を有する。スイッチ
０ωは上述のスイッチ（７１、（８１と連動するように
なされており、例えば広帯域時には接点ａ側に接続され
、狭帯域時には接点す側に接続される。これによってロ
ーノやスフィルタ（９ｂ）の時定数が切り換えられ、復
調出力の周波数特性を変化できるようになされている。
発振器（９Ｃ）は中間周波入力信号の瞬時周波数に追随
して働き、従って、位相比較回路（９ａ）で比較されロ
ーパスフィルタ（９ｂ）を通った誤差信号（電圧）は、
発振器（９Ｃ）の発振周波数を入力信号にロックするよ
うな方向に変化するから、ロー・母スフイルタ（９ｂ）
の誤差信号は、そのままＦＭ復調されたオーディオ成分
に相当する。また、ローパスフィルタ（９ｂ）はその時
定数を変化するために、例えば固定的に設けられたコン
デンサＣ１とスイッチａυにより選択的にコンデンサＣ
ＩＫ並列接続されるコンデンサＣ２を有する。スイッチ
０ωは上述のスイッチ（７１、（８１と連動するように
なされており、例えば広帯域時には接点ａ側に接続され
、狭帯域時には接点す側に接続される。これによってロ
ーノやスフィルタ（９ｂ）の時定数が切り換えられ、復
調出力の周波数特性を変化できるようになされている。
また検波器（９）の出力側にはマルチプレックス回路（
１１１が設けられ、ここで左チャンネルと右チャンネル
の信号が分離され、セ・ぐレーション調整回路ｆ１２１
を通して出力端子（１３Ｌ） 、 （１３Ｒ）に所望の
ステレオ信号として取り出される。
１１１が設けられ、ここで左チャンネルと右チャンネル
の信号が分離され、セ・ぐレーション調整回路ｆ１２１
を通して出力端子（１３Ｌ） 、 （１３Ｒ）に所望の
ステレオ信号として取り出される。
第４図はローパスフィルタ（９ｂ）の具体的な回路構成
の一例を示すもので、同図において、ｅυは位相比較回
路（９ａ） （第３図）の出力側に接続された入力端子
であって、この入力端子（２］１は抵抗器Ｒ１を介して
アン７’（２２１の反転入力端子に接続され、アンプ（
イ）の非反転入力端子は接地される。またアンゾＱ渇の
入出力端子間に抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１が並列接続
され、更にこれらの並列回路にコンデンサＣ２がスイッ
チαυを介して並列接続される。
の一例を示すもので、同図において、ｅυは位相比較回
路（９ａ） （第３図）の出力側に接続された入力端子
であって、この入力端子（２］１は抵抗器Ｒ１を介して
アン７’（２２１の反転入力端子に接続され、アンプ（
イ）の非反転入力端子は接地される。またアンゾＱ渇の
入出力端子間に抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１が並列接続
され、更にこれらの並列回路にコンデンサＣ２がスイッ
チαυを介して並列接続される。
またアンプ０渇の出力端子とアース間に分圧用の抵抗器
Ｒ３，Ｒ４が設けられ、抵抗器Ｒ３の両端にはコンデン
サＣ３が接続され、実質的にこれ等・抵抗器Ｒ３及びコ
ンデンサＣ３の並列回路を介してロー・ぐスフィルタ（
９）の出力信号（電圧）が制御信号として発振器（９Ｃ
）側に供給される□ようになされている。
Ｒ３，Ｒ４が設けられ、抵抗器Ｒ３の両端にはコンデン
サＣ３が接続され、実質的にこれ等・抵抗器Ｒ３及びコ
ンデンサＣ３の並列回路を介してロー・ぐスフィルタ（
９）の出力信号（電圧）が制御信号として発振器（９Ｃ
）側に供給される□ようになされている。
そしてアンプ（２２１の出力側が出力端子ｃ２３）に接
続され、この出力端子１２□□□がマルチプレックス回
路ａ１）（第３図）の入力側に接続されている。
続され、この出力端子１２□□□がマルチプレックス回
路ａ１）（第３図）の入力側に接続されている。
ロー／４’スフイルタ（９）の特性□は、ｔ’ｆ 抗器
Ｒ１１Ｒ２の比によシルーゾ利得が決定され、抵抗器Ｒ
３＃ Ｒ４の比によシ復調出力電圧のレベルが決定され
、またコンデンサＣ１と抵抗器Ｒ２，及びコンデンサＣ
３と抵抗器Ｒ３の時定数によシ復調出力の周波数特性を
制御して基準周波数即ち中間周波信号の周波数が充分に
カットされるようにな：されている。
Ｒ１１Ｒ２の比によシルーゾ利得が決定され、抵抗器Ｒ
３＃ Ｒ４の比によシ復調出力電圧のレベルが決定され
、またコンデンサＣ１と抵抗器Ｒ２，及びコンデンサＣ
３と抵抗器Ｒ３の時定数によシ復調出力の周波数特性を
制御して基準周波数即ち中間周波信号の周波数が充分に
カットされるようにな：されている。
今、スイッチ（力、（８）及び００）が共に接点ａ側に
切シ換えられているとき、つ゛まり広帯域の中間周波増
幅回路（５）側を信号が通るときには、検波器（９）の
復調出力の周波数特性は第５図に実線ａで示すような特
性とされている。そしてスイッチ（７） 、 （８）が
共に接点す側に切シ換えられて狭帯域の中間周波増幅回
路（６）側を信号が通るようになると、もしスイッチ（
１０）が接点ａ側に接続されたままで、ローパスフィル
タ（９ｂ）のコンデンサ（２＋ カコンデンサＣ１に並
列接続されない状態では、検波器（９）の復調出力の周
波数特性は、第５図に実線すで示すような特性となり、
高域特性が５０ ｋＨｚ近傍よシ低下して劣化するよう
になるが、このとき本実施例ではスイッチ（力、（８）
と連動してスイッチ００）も接点す側に切シ換わるよう
になされているので、コンデンサＣ２がコンデンサＣ１
に並列接続されて検波器（９）の周波数特性は第５図に
破線Ｃで示すような特性に持ち上げられる。従って、検
波器（９）の復調出力の周波数特性は実質的に特性すと
特性Ｃの和の特性となる。つまシ、第６図の破線すで示
すような周波数特性となシ、このときの特性は少なくと
も副信号の周波数帯域の最高周波数５３ ｋＨｚを十分
にカバーし得る６ ５ ｋＨｚ近傍まで特性が延び、こ
れによって高域特性が補償されるので、中間周波段の通
過帯域幅が狭帯域に切り換えられてもセパレーションが
劣化するととはない。
切シ換えられているとき、つ゛まり広帯域の中間周波増
幅回路（５）側を信号が通るときには、検波器（９）の
復調出力の周波数特性は第５図に実線ａで示すような特
性とされている。そしてスイッチ（７） 、 （８）が
共に接点す側に切シ換えられて狭帯域の中間周波増幅回
路（６）側を信号が通るようになると、もしスイッチ（
１０）が接点ａ側に接続されたままで、ローパスフィル
タ（９ｂ）のコンデンサ（２＋ カコンデンサＣ１に並
列接続されない状態では、検波器（９）の復調出力の周
波数特性は、第５図に実線すで示すような特性となり、
高域特性が５０ ｋＨｚ近傍よシ低下して劣化するよう
になるが、このとき本実施例ではスイッチ（力、（８）
と連動してスイッチ００）も接点す側に切シ換わるよう
になされているので、コンデンサＣ２がコンデンサＣ１
に並列接続されて検波器（９）の周波数特性は第５図に
破線Ｃで示すような特性に持ち上げられる。従って、検
波器（９）の復調出力の周波数特性は実質的に特性すと
特性Ｃの和の特性となる。つまシ、第６図の破線すで示
すような周波数特性となシ、このときの特性は少なくと
も副信号の周波数帯域の最高周波数５３ ｋＨｚを十分
にカバーし得る６ ５ ｋＨｚ近傍まで特性が延び、こ
れによって高域特性が補償されるので、中間周波段の通
過帯域幅が狭帯域に切り換えられてもセパレーションが
劣化するととはない。
尚、実際には例えば広帯域の中間周波増幅回路（５）の
通過帯域幅を基準として、ローフ４スフイルタ（９ｂ）
の時定数ＣｌＲ２及びＣ３Ｒ３を定め、そのときの周波
数特性が例えば第７図に実線ａで示すような特性となる
ように設定しておき、スイッチ（７） 、 （８１を接
点す側に切り換えて狭帯域の中間周波増幅回路（６）が
挿入されたときに、スイッチ（７１、（８）と連動する
スイッチ（１０）の接点す側への切り換えによりコンデ
ンサＣ２をＣ１に並列接続して周波数特性を例えば第７
図に破線すで示すように高域で持ち上げるようになし、
少くとも副信号の帯域の最高周波マタ、コンデンサＣ２
を０１に並列接続する赴→代シに第４図に破線で示すよ
うに、コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ４を設け、
これをスイッチ（７）。
通過帯域幅を基準として、ローフ４スフイルタ（９ｂ）
の時定数ＣｌＲ２及びＣ３Ｒ３を定め、そのときの周波
数特性が例えば第７図に実線ａで示すような特性となる
ように設定しておき、スイッチ（７） 、 （８１を接
点す側に切り換えて狭帯域の中間周波増幅回路（６）が
挿入されたときに、スイッチ（７１、（８）と連動する
スイッチ（１０）の接点す側への切り換えによりコンデ
ンサＣ２をＣ１に並列接続して周波数特性を例えば第７
図に破線すで示すように高域で持ち上げるようになし、
少くとも副信号の帯域の最高周波マタ、コンデンサＣ２
を０１に並列接続する赴→代シに第４図に破線で示すよ
うに、コンデンサＣ３に対してコンデンサＣ４を設け、
これをスイッチ（７）。
（８）（共に第３図）と連動して広帯域時には接点す側
、狭帯域時には接点ａ側に切換わるスイッチ（２４１に
よシ選択的に切換えるようにする。そして、この場合、
狭帯域の中間周波増幅回路１６）の通過帯域幅を基準と
して、ロー１４’スフイルタ（９ｂ）の時定数ＣｌＲ２
及びＣ３Ｒ３を定め、そのときの周波数特性が例えば第
８図に実線ａで示すように少くとも副信号の帯域の最高
周波数を十分カバーし得る近傍の周波数が広帯域時の周
波数特性と略々同じになるような特性となるように設定
しておき、スイッチ（７） 、 （８）を接点ａ側に切
換えて広帯域の中間周波増幅回路（５）が挿入されたと
きに、スイッチｃ２４）の接点す側への切換えによりコ
ンデンサＣ４をＣ３に並列接続して周波数特性を例えば
第８図に破線すで示すように高域で下降させて通常の広
帯域時の周波数特性と略々同じになるようにしてもよい
。これによって、狭帯域時の復調出力の高域の周波数特
性が補償され、セパレーションの劣化が防止される。
、狭帯域時には接点ａ側に切換わるスイッチ（２４１に
よシ選択的に切換えるようにする。そして、この場合、
狭帯域の中間周波増幅回路１６）の通過帯域幅を基準と
して、ロー１４’スフイルタ（９ｂ）の時定数ＣｌＲ２
及びＣ３Ｒ３を定め、そのときの周波数特性が例えば第
８図に実線ａで示すように少くとも副信号の帯域の最高
周波数を十分カバーし得る近傍の周波数が広帯域時の周
波数特性と略々同じになるような特性となるように設定
しておき、スイッチ（７） 、 （８）を接点ａ側に切
換えて広帯域の中間周波増幅回路（５）が挿入されたと
きに、スイッチｃ２４）の接点す側への切換えによりコ
ンデンサＣ４をＣ３に並列接続して周波数特性を例えば
第８図に破線すで示すように高域で下降させて通常の広
帯域時の周波数特性と略々同じになるようにしてもよい
。これによって、狭帯域時の復調出力の高域の周波数特
性が補償され、セパレーションの劣化が防止される。
第９図は、第４図において抵抗器Ｒ１＋ Ｒ２＋ Ｒ３
及びＲ４を夫々ＩＫΩ、 ２２０にΩ、１０にΩ及び４
７０Ω。
及びＲ４を夫々ＩＫΩ、 ２２０にΩ、１０にΩ及び４
７０Ω。
コンデンサ自＋Ｃ２及びＣ３を夫々２７０ｐＦ 、 １
８０ｐＦ及び１５０ｐＦとした場合の変調周波数に対す
る七ノ臂し−ションの変化を示すもので、同図において
、実ａａが補正前の特性であシ、破線すが補正後の特性
である。これによってセパレーションが約１６ｄＢ程度
改善されていることが分かる。
８０ｐＦ及び１５０ｐＦとした場合の変調周波数に対す
る七ノ臂し−ションの変化を示すもので、同図において
、実ａａが補正前の特性であシ、破線すが補正後の特性
である。これによってセパレーションが約１６ｄＢ程度
改善されていることが分かる。
このように本実施例では、中間周波段の通過帯域幅の切
換えによる復調信号の高域周波数特性の変化をＰＬＬ検
波器のローパスフィルタの時定数ヲ変化させることによ
り補正し、セパレーションの劣化を防止でき、従来の如
く通過帯域幅の切換えによるセパレーションの再調整も
不要となる。
換えによる復調信号の高域周波数特性の変化をＰＬＬ検
波器のローパスフィルタの時定数ヲ変化させることによ
り補正し、セパレーションの劣化を防止でき、従来の如
く通過帯域幅の切換えによるセパレーションの再調整も
不要となる。
発明の効果
上述のごとくこの発明によれば、中間周波段の通過帯域
幅を広帯域と狭帯域に切換えるようになされた受信機の
復調回路において、検波段を構成するＰＬＬの高域周波
数特性を、狭帯域時の場合には広帯域時より持ち上げる
ように構成したので、中間周波段の狭帯域時におけるセ
パレーションの劣化を防止することができ、高忠実度能
力及び高混信妨害排除能力を兼ね備えた復調回路が得ら
れ、しかも中間周波段の通過帯域幅の切換えＫよるセ・
やレーションの再調整も不要となる。
幅を広帯域と狭帯域に切換えるようになされた受信機の
復調回路において、検波段を構成するＰＬＬの高域周波
数特性を、狭帯域時の場合には広帯域時より持ち上げる
ように構成したので、中間周波段の狭帯域時におけるセ
パレーションの劣化を防止することができ、高忠実度能
力及び高混信妨害排除能力を兼ね備えた復調回路が得ら
れ、しかも中間周波段の通過帯域幅の切換えＫよるセ・
やレーションの再調整も不要となる。
第１図及び第２図は従来回路の説明に供するための線図
、第３図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第４
図はとの発明の要部の具体的な回路構成の一例を示す接
続図、第５図〜第９図は第３図及び第４図の動作説明に
供するための線図である。 （５１、（６１は中間周波増幅回路、（９）はＰＬＬ検
波器、（９ｂ）ハロー／４’スフイルタである。 第１図 第２図 周ｊＪ１安死（Ｋ）ｊｚ） ｆｆ１５図 周３皮重良（ＫＨｌ） 第６図 ７［１５１＠ （ＫＨｚ） 第７図 ｌ ／ ／ 周１＠νｋｌ−１３４） Ｆｉｔ書Ｌ（ｋＨｚ） 第９図 食官周用５ｒＬ数（Ｈｚ）
、第３図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第４
図はとの発明の要部の具体的な回路構成の一例を示す接
続図、第５図〜第９図は第３図及び第４図の動作説明に
供するための線図である。 （５１、（６１は中間周波増幅回路、（９）はＰＬＬ検
波器、（９ｂ）ハロー／４’スフイルタである。 第１図 第２図 周ｊＪ１安死（Ｋ）ｊｚ） ｆｆ１５図 周３皮重良（ＫＨｌ） 第６図 ７［１５１＠ （ＫＨｚ） 第７図 ｌ ／ ／ 周１＠νｋｌ−１３４） Ｆｉｔ書Ｌ（ｋＨｚ） 第９図 食官周用５ｒＬ数（Ｈｚ）
Claims (1)
- 中間周波段の通過帯域幅を広帯域と狭帯域に切シ換える
ようにした受信機の復調回路において、検波段をＰＬＬ
で構成すると共に狭帯域時に上記ＰＬＬの高域周波数特
性を広帯域時よシ持ち上げるようにしたことを特徴とす
る受信機の復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2932884A JPS60173932A (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 受信機の復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2932884A JPS60173932A (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 受信機の復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60173932A true JPS60173932A (ja) | 1985-09-07 |
Family
ID=12273163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2932884A Pending JPS60173932A (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 受信機の復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60173932A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0514218A (ja) * | 1991-06-28 | 1993-01-22 | Kenwood Corp | Ｆｍ受信機 |
-
1984
- 1984-02-17 JP JP2932884A patent/JPS60173932A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0514218A (ja) * | 1991-06-28 | 1993-01-22 | Kenwood Corp | Ｆｍ受信機 |
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