JPS6017374A - 移動体位置検知方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の対象］ 本発明は誘導無線を利用して移動体の位置を連続的に検
知する方式に関するものである。

［発明の背景］ 例えば、リニアモーターカーの自動運転においては、走
行路に沿って一定間隔に配置されたモーター極（推進コ
イル〉の極間距離の範囲内で常時地上においてその車体
位置を検知し、これに応じて界磁電流の周波数、振幅、
位相を合理的に調整することが、この車両の円滑な運転
に不可欠な要請とされている。

現在、この要請に応える手段として提案、されているも
ののうち最も代表的な方式を第１図および第２図に基い
て説明する。

第１図ことおいて、１，２．．３はそれぞれ導体、４は
導体１，２．３により形成される誘導無線線路、５は移
動体塔載アンテナである。

各導体１，２．３は平楠上に周期Ｐ（モーター極間距離
の２倍）でも−て波形形状に折り曲げられ、Ｐ／３ずつ
ずらして敷設されているので、線路４全体としては周期
Ｐの繰り返し構造となっている。

アンテナ５としては、枠型ループコイルが用いられ、こ
れを５０〜２００　Ｋ１１ｚの高周波電流により励振す
ると、アンテナ５により形成される磁界は線路４に鎖交
して各導体１，２．３の間に電圧が誘起される。

線路４の起点からアンチ・す５（車体）までの距離を２
とすれは、アンテナ５の寸法、アンテナ５と線路４との
離隔距離を適当に選択することにより、各導体１，２．
３の間の誘導電圧を２について正弦波状とすることがで
きる。

いま、線路４の端末における導体１と２，２と３゜３と
１間の電圧をそれぞれＶ］２（２）　、　Ｖ２３（２）
　。

Ｖ　３１（ｚ）とすれは、 ・・・・（１） と現わすことができる。

ここで、ｋ：常数、γ：線路の伝搬常数てγ＝α十Ｊβ
（α：線路の減衰常数、β：線路の位相電数）である。

ここで、Ｖ　１２（ｚ）、　Ｖ　２３（２）、　Ｖ　３
１＜２）に次の信号処理を施し、正相電圧Ｖ　１）（２
）および逆相電圧Ｖ　ｎ（ｚ）を得たものとする。

−ｊ２π／３ 十ｅ　Ｖ３１（ｚ） ・・・・（２） （１）式を（２）式に代入して整理すると、・・・・（
３） Ｖ　ｐ（ｚ）およびＶ　ｎ（ｚ）の位相差をφとすれば
、Φ＝／Ｖｐ（ｚ）−／Ｖｎ（ｚ）＝：４＊ｚ／Ｐ　ａ
　・（４）ここで、／：偏角を意味する記号である。

すなわち、Φは第２図に示ようにＺがＰ　／　２　Ｊ（
り加する旬に直線的に２πの増加を示すことＬこなり、
Φの測定を通じ、アンテナ（車体）　（ｒ）置なＰ／２
の周期で連続的に測定することができる。

また、次のように、Ｖ１２（２）　、　Ｖ２３（２）　
、　Ｖ３１（２）の絶対値のみを利用して検知すること
もできる。線路始端で各導体間の誘起電圧を直線検波し
てその包絡線の絶対値をめ、その自乗値をめれば、 ＝　ｋ　（１＋ｃｏ’ｓ４πｚ／ｆ’　）２ Ｉ　Ｖ２３（ｚ）　ｌ　＝　ｋ　［１＋ｃｏｓりｙｔ　
（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ］＝ｋ　［１＋ｃｏｓ　（（４ｉｚ
／Ｐ）−２ｒｒ／３）］２ １　Ｖ３１（２）　ｌ　、＝：　１＜　［１＋ｃｏｓｌ
ｆ（２＋２Ｐ／３）／Ｉ’コ＝ｋ　（：１４ｃｏｓ　（
（４πｚ／Ｐ）＋２　Ｔｒ／３）コ・・・・（５） いま、角周波数００の搬送波を（５）式の各々の値で変
調し、これらの値をそれぞれＶｕ（２）、Ｖｖ（ｚ）、
　Ｖｗ（２）とすると、 Ｖｖ（ｚ）＝ｋ　［１＋ｃｏｓ　（（４ｉｚ／Ｐ）−２
π／：Ｄ　］Ｊωｏｔ 争　ｅ Ｖｗ（ｚ）＝ｋ　［＋＋ｃｏｓ　（（４πｚ／Ｐ）＋２
７１．／３１）コＪωＯ１ Φ　ｅ ・・・・（６） となる。

いま、（６）式の各々の電圧に信号処理を施し、正相電
圧Ｖｐ　’　（ｚ）および逆相電圧Ｖｎ　’　（ｚ）を
得る。

Ｖｎ　′（Ｚ）　”　Ｖｕ（ｚ）十ｅ　Ｖｖ（ｚ）・　
・　・　・（７） （６）式および（７）式から次式が得られる。

・・・・（８） Ｖｐ　ｊ　（ｚ）　、Ｖｎ”　（ｚ）と搬送波電源から
導かれる基準信号との位相を比較することにより次式が
得られる。

＝４πｚ／Ｐ　φ・・・（９） すなわち、（４）式と全く同じ結果が得られ、車体位置
なＰ／２の周期で連続的に測定することかできる。

（９）式の関係は上述のようにアナログ的方法のみなら
ず、次のようとこディジタル的方法からもめることかで
きる。

（５）　、　＜６）　、　（７）式から直に、一（＋／
２）　Ｉ　Ｖ３１（ｚ）　ｌ　）　−ｊ　（７３／２）
−１ｅ −（１／２）　Ｉ　Ｖ３１（ｚ）　ｌ　）　＋　ｊ　（
ｖ’３／２）φ（９）および（１０）式から次式が得ら
れる。

ｌ　Ｖ３１（２）　ｌ　）　／　（ｌ　Ｖ１２（Ｚ）　
Ｉ　−））］ ・　・　・　・（１１） すなわち、隣接導体間の電圧を直線検波することにより
得られたｌ　Ｖ］２（ｚ）　ｌ　、ｌ　Ｖ２３（ｚ）　
ｌ　、ｌＶ　３１（ｚ）　ｌをＡＤ変換器によりディジ
タル酢に変換し、これを（１１）式にもとすいてコンピ
ュータによりディジタル処理することにより、移動体位
置２を知ることができる。

しかしながら、上記のような方式ζこは次のような欠点
がある。

すなわち、各導体１，２．３の周期Ｐはリニアモーター
カー極間距離の２倍に等しくちらなりればならないが、
リニアモーターカーの実用機ではモーター極間距離は約
６ｍになるものと予想されており、従って導体周期Ｐは
約１２ｍとしなければならなくなる。

このため、線路４の製造が困難となり、高価となる恐れ
がある。

また、この方式を実現するためには、（１）式に示よう
に各導体間の誘起電圧が２について純粋な正弦波状とな
ることが必要であり、このためアンテナ５の長さＩ７は
Ｐ／７〜Ｐ１５（Ｐ＝１２ｍの場合は１．７〜２．ｑｍ
）と極めて大きくなる。アンテナを車体に取り付ける場
合、車体を流れる渦電流の影響を避けるため車体に切欠
部を設けなければならないが、これが大きな寸法となる
ことは車体の機械的強度上からも好ましくない。

本発明者は上記のような問題を解決するために、第１図
に示すような３本の導体よりなる誘導無線線路に並行し
て直線状導体を設けた位置検知方式を考案したので、こ
の方式について第３図により説明する。

第３図において、導体１，２．３は周期Ｐ（モーター極
間距離の２倍）でもって波形形状に折り曲げられ、かつ
β／３ずつずらして配置され、導体６は導体１，２．３
と並行して直線上に配置されることによって誘導無線線
路４′が形成されている。なお、７，８，９．１０はそ
れぞれ各回線の特性インピーダンスと整合をとるための
終端抵抗である。アンテナ５を高周波電流により励振す
ることにより、各導体１，２，３．６の間に電圧が誘起
される。線路４′の始端において導体ｌと６゜２と６，
３と６の間に現われる電圧をそれぞれＶｌｏ（ｚ）、　
Ｖ　２０（ｚ）、　Ｖ　３０（ｚ）とすると、・・・・
（Ｉ２） ここで、ｋｌ　、　ｋ２　：常数。

ｋｌ＞ｋ２となることは第３図から明らかであり、（１
２）式右辺の（）または［］内の値は２の任意の値につ
いて常に正である。

いま、線路１５の始端で上記の電圧を直線検波し、その
包絡線をめると次式のようになる。

ｌ　ＶＩＯ（ｚ）　ｌ　＝　ｋｌ（１＋に２ｃｏｓ２　
πｚ／Ｐ）ｅｌ　Ｖ　２０（ｚ）　ｌ　＝　ｋ　ｌ［１
＋ｋ　２ｃｏｓ２　ｒｔ　（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐココ−α
２ ・　ｅ ｌ　Ｖ　３０（ｚ）　ｌ　＝　ｋ　Ｉ［１＋ｋ　２ｃｏ
ｓ２　ｙｃ　（ｚ＋２Ｐ／３）／Ｐココ−α２ Ｉ　ｅ ・　・　・　・（１３） ここで、角周波数ω０の新たな搬送波を（１３）式の各
々の電圧で変調しそれぞれをＶｕ　”　（ｚ）、ｖｖ　
”（ｚ）、Ｖｗ　”　（ｚ）とすると次式のようになる
。

＝　ｋ　Ｉ（１＋ｋ　２ｃｏｓ２　πｚ／Ｐ）−α２＋
ｊωＯｔ φ　ｅ ＝　ｋ　ｌ［１＋ｋ　２ｃｏｓ２　ｙｔ　（２＋Ｐ／３
）／Ｐｌ−αｚ＋ｊωＯ１ ・　ｅ ＝　ｋ　１［＋＋ｋ　２ｃｏｓ２π（ｚ＋２Ｐ／３）／
Ｐｌ−αｚ＋ｊωＯ１ ・　ｅ ・　・　・　・（１４） これらの電圧に次の信号処理を施し、正相電圧■ｐ″（
ｚ）および逆相電圧Ｖ１１″（２）を導く。

・・・・（１５） （１４）式および（１５）式から直ちに次式が得られる
。

Ｖｐ　″（２）　＝（３／２）　ｋｌ　−ｋ２−　ａ　
ｚ＋（ｊ２　ｙｔ　ｚ／Ｐ）＋ｊｃ、＋　ｏｔ拳　ｅ Ｖｎ　″（ｚ）　＝（３／２）　ｋｌ　・ｋ２−ａ　ｚ
−（ｊ２　ｙｔ　ｚ／Ｐ）＋ｊ　ωｏｔ・　ｅ ・・・・（１６） Ｖ　ｐ　ＩＪ　（２）またはＶｎ”（ｚ）と搬送波電源
から導かれる基準位相信号を比較することにより次式の
Φ″をめることができる。

＝２πｚ／Ｐ　６０００（１７） すなわち、Φ″の測定を通じ、移動体位置ｚｆｉ：Ｐの
周期で連続的に知ることができる。

また、Φ″は次のディジタル的方法によりめることがで
きる。

（１４）〜（１７）式から直ちに次式が得られる。

（２π／Ｐ）ｚ＝φ” １ ＝ｔａｎ　ｃ、　（ｖ’３／２　）　（−Ｉ　Ｖ２Ｏ（
ｚ）　ｌ＋　＋　Ｖ２Ｏ（ｚ）　Ｉ　）　／　（ｌ　Ｖ
ＩＯ（ｚ）　Ｉ　−（１／２）　（ｌ　Ｖ２Ｏ（ｚ）　
ｌ　＋　ｌ　Ｖ２Ｏ（ｚ）　１））］　・・・・（１８
） すなわち、ＶＩＯ（２）　、　Ｖ２Ｏ（２）　、　Ｖ２
Ｏ（２）を包絡線検波することによりｌ　ＶＩＯ（２）
　ｌ　、ｌ　Ｖ２Ｏ（２）１　、ｌ　Ｖ２Ｏ（２）　Ｉ
をめ、これらの量をＡＤ変換器によりディジタル量に変
換し、（１８）式右辺の演算をディジタル的に処理する
ことによりΦ″をめ、これによって移動体位置２をＰの
周期で連続的に知ることができる。

このように第３図の方式によれば、移動体のイ１゛装置
検知周期は誘導無線線路の導体形状の周期Ｐと等しくす
るくとができ、第１図の方式に比して極めて有利である
。

しかしながら、本発明者の検討によると、この方式は誘
導無線線路が比較的短かい場合は有効であるが、長くな
った場合には問題があることが新たに指摘された。

すなわち、線路４′の始端における電圧Ｖ　１０（ｚ）
　’＋Ｖ２０（２）　、　Ｖ２Ｏ（２）を（１２）式で
は正相（逆相）回線の伝播常数と零相回線のそれとは相
等しいものとしてめてきたが、線路４′が長くなり、線
路始端から移動体までの距離２が大きくなると、これら
回線の伝播常数の差の影響は無視できなくなる。

この理由は次のように説明できる。

いま、 γ　：正相および逆相同線の伝播常数 γ０：零相回線の伝播常数 Δγ＝γ−γ０ とすれば、電圧ｖｌｏ（ｚ）　、　Ｖ２Ｏ（ｚ）　、　
Ｖ２Ｏ（２）は次のように書くことができる。

一γ０２ Ｖ２Ｏ（ｚ）　＝　ｋｌ　ｅ　（１＋に２ｃｏｓ２　π
（ｚ＋Ｐ／３）／Ｐ・・・・（１９） ここて、γ＝α＋Ｊβ、γ０＝αｏ＋ｊβ０、Δγ＝Δ
α＋ｊΔβとおき、これを（１９）式に代入してｌ　Ｖ
ＩＯ（ｚ）　ｌをめてみると次式のようになる。

”　ｃｏｓ　ΔβＺ　Ｃ０８（２πｚ／Ｐ）＋　ｋ２　
ｅ・・・・（２０） （２０）式の右辺の根号の中は、Δβ＝０゛Ｃない限り
完全平方の形とならず、ＩＶＩＯ（２）ｌには偶数次の
高調波が含まれることがわかる。ｌ　Ｖ２Ｏ（ｚ）　ｌ
、ｌ　Ｖ　３０（ｚ）　、　ｌについても同様である。

この、にうに偶数次の高調波が含まれることにより、１
）゛Ｌ装検知精度が低下することになる。

［発明の目的］ 本発明は移動体の位置検知周期を線路の導体周１月と等
しくすることができ、これをリニアモータ−カーの自動
運転に適用した場合には導体周器Ｐをモーター極間距離
と等しくすることができ、また車」ニアンテナを小型化
できると共に線路の製造を容易化でき、更には線路が長
尺になった場合でも位置検知精度の低下を防止できる移
動体位置検知方式の提供を目的とするものである。

［発明の１１！！要］ 本発明の要点は、移動体の走行路に沿って、Ｐの周１１
構造を有し、かつ各導体が長手方向にＰ／３ずつずらし
て配置された３本の導体と、これら３本の導体と並行し
た直線状導体とよりなる誘導無線線路が敷設され、また
移動体りこはＰ／２の間隔で２個のアンテナが塔載され
ており、２個のアンテナにそれぞれ異なる周波ｖＩｆｌ
、ｆ２の交番電流を通電することにより生ずる交番磁Ｗ
でもって上記誘導無線線路を励振し、上記３本の各導体
と直線状導体との間に誘起される周波数ｆ１についての
各電圧（これらをそれぞれＶ　ｌ］０（２，）、　Ｖ　
１２０（ｚ）、　Ｖ　１３０（ｚ）とする）および周波
数ｆ２についての各電圧（これらをそれぞれＶ　２１０
（２）、　Ｖ　２２０（ｚ）、　Ｖ　２３０（２）とす
る）を直線検波してその包絡線をめ（上記各電圧に対応
する包絡線をそれぞれｌ　ＶＩＩＯ（２）ｌ　、Ｉ　Ｖ
１２０（Ｚ）ｌ　、Ｉ　Ｖ１３０（２）ｌ　、ＩＶ２１
０（２）　ｌ　、、　ｌ　Ｖ２２０（Ｚ）　ｌ　、ｌ　
Ｖ２３０（２）　ｌとする）、これらの量をそれぞれデ
ィジタル量に変換して、Ｖ　１ｅ（ｚ＞　＝　ｌ　Ｖ　
１１０（２）　ｌ　−Ｉ　Ｖ２１０（２）　ＩＶ２ｅ（
ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１２０（ｚ）　ｌ　−ｌ　Ｖ２２０
（ｚ）　１Ｖ３ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１３０（ｚ）　
ｌ　−Ｉ　Ｖ２３０（２）　１をめ、次いで １ ｚ＝（Ｐ／２π）ｊａｎ　［（ｖ’３／２）（−Ｖ２ｅ
（ｚ）＋Ｖ３ｅ（ｚ）　）　／　（Ｖｌｅ（ｚ）　−（
１／２ＸＶ２ｅ（ｚ）　十Ｖ３ｅ（ｚ）））　］ の演算を行わしめることにより移動体の位置を周期Ｐで
連続的に検知することにある。

（Ｖ　１１０（２）とＶ　２１０（ｚ）とは同一線間に
誘起される電圧とし、Ｖ　１２０（２）とＶ　２２０（
２）、Ｖ　１３０（２）とＶ２３０（ｚ）についても同
様とする。） 本発明の原理を第４図に基いて説明する。

第４図において、１１．１２．１３．１４はそれぞれ導
体であって、導体１１．１２．１３は周期Ｐでもって波
形形状に折り曲げられ、かつＰ／３ずつずらして配置さ
れ、導体１４は導体１１．１２．１３と並行して直線状
に配置されることによって誘導無線線路１５が形成され
ている。

＋６−１．１６−２はそれぞれアンテナであって、これ
らはＰ／２の間隔をおいて移動体上に固定されている。

１７、１Ｂ、　１９．２０はそれぞれ各回線の特性イン
ピーダンスと整合をとるための終端抵抗である。

アンテナ１Ｇ−１および１６−２にそれぞれ周波数ｆ１
および＋２の高周波電流を通電すると、導体１１゜＋２
．１３．１４間にはそれぞれ電圧が誘起される。

線路１５の始端において導体１１と１４．１２と１４．
１３と１４の間に誘起される電圧を周波数ｆｌおよび＋
２について選択受信してそれぞれＶＩＩＯ（２）、　Ｖ
２１０（ｚ）、Ｖ　１２０（ｚ）、Ｖ　２２０（２）、
Ｖ　１３０（２）、Ｖ　２３０（２）を得、更にそれぞ
れを直線検波して各々の絶対値をめ、次式の演算によっ
てＶ　１ｅ（ｚ）　、Ｖ　２ｅ（ｚ）　＋Ｖ　３ｅ（ｚ
）を導く。

Ｖ　１ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１１０（２）　ｌ　−Ｉ
　Ｖ２１０（Ｚ）　ＩＶ２ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１２
０（２）　ｌ　−Ｉ　Ｖ２２０（ｚ）　ＩＶ３ｅ（ｚ）
　＝　ｌ　Ｖ　１３０（Ｚ）　ｌ−Ｉ　Ｖ２３０（２）
　１・　・　・　・（２１） （２１）式の右辺の演算は同じ波形を半周期（Ｐ　／　
２　）ずらせ、その差をめるものであり、偶数次の高調
波は完全に消滅し、（２１）式の右辺は殆ど完全な正弦
波となるのでＶｉｅ（ｚ）　ｌ　Ｖ２ｅ（２）　、　Ｖ
３ｅ（ｚ）はそれぞれ次式のように現わすことができる
。

Ｖ　１ｅ（ｚ）　＝　ｋ　３　ｃｏｓ２πｚ／ＰＶ　２
ｅ（ｚ）　＝　ｋ　３　ｃｏｓ２π（ｚ＋　Ｐ／３）／
Ｉ’Ｖ　３ｅ（ｚ）　＝　ｋ　３　ｃｏｓ２π（ｚ＋２
Ｐ／３）／Ｐ・・・・（２２） ｌ（３：常数。

次に、角周波数ω０の新たな搬送波を（２２）式の各々
の電圧で変調しそれぞれをＶｕｌ（ｚ）　、　Ｖｖｌ（
ｚ）　＋Ｖ　ｗｌ（ｚ）とすると次式のようになる。

Ｖｖｌ（２）　＝　ｋ３　Ｃ０９２７ｔ（２＋２７［／
：（）／Ｐ　−ｅ・　・　・　・（２３） これらの電圧に次の信号処理を施し、正相電圧Ｖｐｌ（
ｚ）および逆相電圧Ｖ　ｎｌ（ｚ）を導くと次式のよう
に現わすことができる。

−ｊ２π／３ ＋ｅ　Ｖ讐１（ｚ） ・・・・（２４） （２３）式および（２４）式から直ちに次式が得られる
。

・・・・（２５） Ｖ　ｐｉ（ｚ）またはＶ　ｎｌ（ｚ）と搬送波電源から
導かれる基準信号との位相を比較することにより次式の
φ１（ｚ）をめることができる。

＝２πｚ／Ｐ　・・・・（２Ｇ） すなわち、Φ１（２）の測定を通じ、移動体信置２をＰ
の周期で連続的に知ることができる。

また、φＩ（ｚ）は次のディジタル的方法によりめるこ
とができる。

（２３）〜（２６）式から直ちに次式が得られる。

（２π／Ｐ）ｚ＝Φ１（ｚ） １ ＝　ｔａｎ　［（Ｊ３／２）　（−Ｖ　２ｅ（ｚ）　＋
　Ｖ　３ｅ（ｚ）　）　／　（Ｖｉｅ（ｚ）　−（１／
２）（Ｖ２ｅ（ｚ）＋　Ｖ３ｅ（ｚ）））コ ・・・・（２７） すなわち、ｌ　Ｖ　１１０（ｚ）　ｌ　〜ｌ　Ｖ　２３
０（ｚ）　ｌ　（Ｄ値ヲティジタル量に変換し、（２７
）式の右辺の演算なディジタル的に処理することにより
移動体１７１置２をＰの周期で連続的に知ることができ
る。

本発明は各種移動体の位置検知に対して適用可能である
が、特にリニアモーターカーの自動運転ｔこ好適に採用
され得る。

この場合、誘導無線線路はりニア−モーターカーの軌道
に並行して導体を所定形状に敷設することにより形成可
能であるが、リニアモーターカーの推進コイルを利用す
ることもできる。

第５図はリニアモーターカーの推進コイルに並行して直
線状導体Ｓを設けた例を示したものである。

矩形状のループコイルＵ、Ｖ、Ｗがモーター極を形成し
ており、ループコイル１４．Ｖ、Ｗにθ〜３０１１ｚ程
度の正相または逆相の電流を通して進行波磁界を形成せ
しめると、これが車上の電磁石に作用して推力を生ずる
。この推進コイルを形成する各ループコイルＵ、Ｖ、Ｗ
は、Ｐの周期構造を有し、かつ長手方向にＰ／３ずつず
らして配置される３本の導体（第４図の１１．１２．１
３）に対応させて使用することにより、誘導無線線路を
構成することができる。

この場合、本発明のように二個のアンテナな用いること
により偶数次の高調波成分を除去できるので、位置検知
誤差を解消できることになる。

すなわち、第５図から明らかなように各ループコイルｕ
、ｖ、ｗの長さＬ′はＰ／３以下であり、このため各導
体間の電圧は２につい゛Ｃ正弦波状とはいえなくなる。

例えば、Ｖ　１０（ｚ）と２の関係は第７図に示すよう
に、アンテナがコイル真−ヒな通過するときはＶ　ＩＱ
（ｚ）は極大値をとり、その近傍では半正弦波に近い形
となるが、隣接するコイルの中点で極小値をとり、その
近傍では広い範囲に亘り平坦な形を示すことになる。こ
のようζこ、」二下に非対称性の甚しい波形はフーリエ
展開すれば極めて大きな偶数次の高調波成分が含まれ、
位置検知誤差の原因となるが、二個のアンテナを用いる
ことによりこの欠点を解消できる。

［発明の実施例］ 第４図および第６図に基いて本発明の一実施例について
説明する。

第６図は線路１５の端末に接続された信号処理装置の構
成例を示したものであり、２ｌ−１ａ、２ｌ−２ａ、２
１−２ａ、２２−３ａを通ってＡＤ変換器２３−２ａ、
２３−３ａに導かれる。また、周波数ｆ２についての電
圧Ｖ　２１０（Ｚ）、　Ｖ２２０（Ｚ）、　Ｖ２３０（
２）も同様に帯域通過ろ波器２＋−１ｂ、２ｌ−２ｂ、
２１−３、検波器２２−１ｂ、２２−２ｂ、２２−３ｂ
を経てＡＤ変換器２３−１ｂ、２３−２ｂ、２３−３ｂ
に導かれる。

ＡＤ変換器２３−１ａ〜２３−３ｂにおいてディジタル
量に変換された信号はディジタルコンピュータ２４に導
かれる。

ディジタルコンピュータ２４においては（２１）式にお
けるＶ　Ｉｅ（ｚ）＋　Ｖ　２ｅ（ｚ）、　Ｖ　３ｅ（
ｚ）をめる演算および（２７）式における位相角Φ１（
２）をめる演算がディジタル的に処理され、その結果は
ディジタル表示器２５によって表示される。

本発明において使用される誘導無線線路の導体形状とし
て、第４図においては梯形波状のもの、第５図において
は矩形状コイルを連鎖的に接続したものをあげたが、導
体形状は三角波状または矩形波状のものであってもよい
。また、第４図および第５図に示されるような平形の構
造に限られるものではなく、螺旋状の形状のものであっ
てもよ一３ａ、２＋−１ｂ、２ｌ−２ｂ、２ｌ−３ｂは
帯域通過ろ波器、２２−１ａ、２２−２ａ、２２−３ａ
、２２−１ｂ、２２−２ｂ、２２−３ｂは検波器、２３
−Ｉａ、２３−２ａ、２３−３ａ、２３−１ｂ、２３−
２ｂ、２３−３ｂはＡＤ変換器、２４はディジタルコン
ピュータ、２５はディジタル変換装置である。

周波数ｆｌおよびｆ２の高周波電源（図示せず）でそれ
ぞれ励振されたアンテナ１６−１および１６−２により
磁界が形成されると、この磁界により各導体１１．１２
，１３．１４間にはそれぞれの周波数に対応した電圧が
誘起される。

ここでは、導体１１と１４．１２と１４．１３と１４の
間に誘起される各周波数の電圧は、線路１５の端末に設
置された第６図の信号処理装置によって選択受信され次
のような信号処理が行われる。

導体１１と１４間の周波数ｆｌについての電圧ＶＩＩＯ
（２）は帯域通過ろ波器２ｌ−１ａによって雑音電圧が
除去され、次いで検波器２２−１ａによって直線検波さ
れＡＤ変換器２３−１ａに導かれる。導体１２と１４開
の電圧Ｖ　１２０（ｚ）および導体１３と１４間の電圧
Ｖ　１３０（Ｚ）も同様に帯域通過ろ波器２ｌ−２ａ、
２ｌ−３ａ　、検波器２２い。

また、本発明の適用例としてリニアモーターカーをあげ
て説明してきたが、これに限定されるものではなく、鉄
道車両、各種新交通システム、クレーン、搬送台車のよ
うに一定走行路に沿って移動する移動体の位置検知に広
く適用可能である。

［発明の効果］ 以上説明してきた通り、本発明によれば移動体位置の検
知周期は誘導無線線路の導体形状の周期Ｐと等しくする
ことができるようになる。すなわち、検知周期がＰ／２
となる従来方式に比較して、導体周期を１／２としても
同一の検知周期を得ることができる。このため、線路の
製造が容易となり、線路の価格を低減することができる
。また、導体の周期が短縮すれば、これに比例して移動
体塔載アンテナの寸法の小型化が可能となり、アンテナ
の車体への取り付けが容易となると共に、車体に大きな
切欠部を設ける必要がなくなり車体強度に関する不安も
解消する。

また、本発明は周波数ｆ１およびｆ２のそれぞれの電圧
についての差をめるものであり、これによって偶数次の
高調波成分を除去でき、位置検知誤差を解消できる。

本発明をリニア、モーターカーの位置検知に応用する場
合には、その地上推進コイルを位置検λ［１用の誘導無
線線路として多目的に利用することが可能となり、シス
テム構成の経済化に大きく寄り、することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の説明図、第２図は移動体位置２と位
相差との関係の説明図、第３図は本発明と同様な誘導無
線線路を用い、アンテナを一個使用した位置検知方式の
説明図、第４図は本発明の原理および一実施例の説明図
、第５図はリニアモーターカーの地上推進コイルを本発
明の誘導無線線路として使用する場合の概略説明図、第
６図は本発明に使用′される信号処理装置の一実施例の
説明図、第７図は導体間に誘起される電圧の波形の説明
図である。 ＋１．１２．１３：導体、１４：直線状導体、１５：誘
導無綿線路、１６−１．１６−２　：移動体塔載アンテ
ナ、２ｌ−１ａ、２ｌ−２ａ、２ｌ−３ａ、２＋−１ｂ
、２ｌ−２ｂ、２ｌ−３ｂ　：帯域通過ろ波器、２２−
１ａ、２２−２ａ、２２−３ａ、２２−１ｂ、２２−２
ｂ、２２−３ｂ　：検波器、２３−１ａ、２３−２ａ、
２３−３ａ、２３−１ｂ、２３−２ｂ、２３−３ｂ：Ａ
Ｄ変換器、２４：ディジタルコンピュータ、２５：ディ
ジタル表示器。 免　Ｓ　図 系　６　図 発　ゴ　己

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）、移動体の走行路に沿って、Ｐの周期構造を有し
   、かつ各導体が長手方向にＰ／３ずつずらして配置され
   た３本の導体と、これら３本の導体と並行した直線状導
   体とよりなる誘導無線線路が敷設され、また移動体には
   Ｐ／２の間隔で２個のアンテナが塔載されており、２個
   のアンテナにそれぞれ異なる周波数ｆｌ　、ｆ２の交番
   電流を通電することにより生ずる交番磁界でもって上記
   誘導無線線路を励振し、上記３本の各導体と直線状導体
   との間に誘起される周波数ｆｌについての各電圧（これ
   らをそれぞれＶＩＩＯ（ｚ）、　ＶＩ２０（ｚ）、　Ｖ
   Ｉ３０（ｚ）とする）および周波数ｆ２についての各電
   圧（これらをそれぞれＶ２１０（ｚ）、　Ｖ２２０（ｚ
   ）、　Ｖ２３０（ｚ）とする）を直線検波してその包絡
   線をめ（上記各電圧に対応する包絡線をそれぞれＩ　Ｖ
   　１１０（ｚ）　Ｉ　、Ｉ　Ｖ　１２０（ｚ）　ｌｌ　
   Ｖ１３０（ｚ）ｌ　、ｌ　Ｖ２１０（２）Ｉ　、ｌ　Ｖ
   ２２０（２）１、ｌ　Ｖ２３０（ｚ）Ｉとする）、これ
   らの量をそれぞれディジタル量に変換して Ｖ　１ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１１０（ｚ）　Ｉ　−Ｉ
   　Ｖ２１０（Ｚ）　ＩＶ２ｅ（ｚ）　＝　ｌ　Ｖ　１２
   ０（ｚ）　ｌ　−ｌ　Ｖ２２Ｑ（ｚ）　ＩＶ３ｅ（ｚ）
   　＝　ｌ　Ｖ１３０（ｚ）　ｌ　−１’Ｖ２３０（２）
   　１をめ、次いで １ ｚ＝（Ｐ／２π）ｊａｎ　［（ｖ’３／２）（−Ｖ２ｅ
   （ｚ）＋Ｖ３ｅ（ｚ）　）　／　（Ｖｌｅ（ｚ）　−（
   １／２ＸＶ２ｅ（ｚ）　＋Ｖ３ｅ（ｚ）））　］ の演算を行わしめることにより移動体の位置を周期Ｐで
   連続的に検知することを特徴とする移動体位置検知方式
   。 （Ｖ　１１０（Ｚ）とＶ　２１０（ｚ）とは同一線間に
   誘起される電圧とし、Ｖ　１２０（ｚ）とＶ　２２０（
   ｚ）、Ｖ　１３０（ｚ）とＶ　２３０（ｚ）についても
   同様とする。）