JPS60134667A - 偏向装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の分野〕 この発明はビンクッション補正回路のようなテレビジョ
ンのラスタ歪み補正回路に関するものである。

（発明の背景） 水平偏向巻線を流れる水平周波数の偏向電流振幅を垂直
走査周波数の実質的な放物線形状を持った電流成分で変
調することにより、実質的になくすることができること
は知られている。

あるタイプの偏向回路では、偏向巻線そのものが、幾何
学的ビンクッション歪みの補正に要する補正のほかに付
加的なビンクッション歪み補正を加えねばならないよう
な特性を持っている。そのようなビンクッション歪みを
補正するだめのいくつかの従来の回路においては、走査
の垂直位置の関数としてリトレース及びトレース期間が
変調されてしまうという望ましくないことが生じる。い
くつかの従来回路では、このリトレース及びトレース期
間の変調のために、画面の幅と焦点とを乱だす高電圧変
調が生じる。この発明を実施しだ回路は上述のタイプの
高電圧変調を抑制する働きをする。

〔発明の概要〕

この発明の１つの特徴によれば、偏向巻線に結合された
端子に対して、第１のスイッチによってリトレース電圧
が与えられる。この発明を実施したラスタ歪み補正回路
が偏向巻線に結合される。

ラスタ歪み補正回路は２つの分校を持ったインピーダン
スを備えている。第１の分枝は偏向巻線を流れる偏向電
流の第１の電流路を形成する。この第１の電流路は可制
御スイッチによって偏向巻線に結合されている。上記イ
ンピーダンスの第２の分校は偏向電流の第２の電流路を
形成する。上記可制御スイッチが変調周波数の電圧に従
ってインピーダンスを変調し、ラスタ歪みを小さくする
ように偏向巻線を流れる偏向電流を変調する。リトレー
ス電圧は第１のスイッチの端子に発生する。

リトレース電圧の一部は、偏向巻線を流れるリトレース
走査電流を発生するりトレースキャパシタの両端間に現
われる。リトレース電圧に対するリトレースキャパシタ
両端間電圧の振幅が第１の電流路を流れる偏向電流に従
って変調される。

この発明のもう一つの特徴によれば、偏向巻線は第１の
スイッチに結合され、トレース期間中偏向巻線にトレー
ス電流が発生する。偏向巻線には第１のりトレースキャ
パシタンスが結合されている。偏向巻線と第２のりトレ
ースキャパシタンスとに、変調インダクタンスが、この
インダクタンス、偏向巻線、第１及び第２のりトレース
キャパシタンスとでブリッジ回路を形成するような形に
接続されている。ラスタ歪み補正用変調周波数電圧の電
圧源が第２のスイッチに結合されており、この第２のス
イッチは変調周波数電圧に応答し、リトレース期間の第
１の部分において、ブリッジ回路の端子にインピーダン
ス電路を形成する。このインピーダンス電路のインピー
ダンスはりトレース周波数においては低い値を持つ。

〔詳細な説明〕

第１図は１０で示したクロスハツチラインバタンｅ［ｔ
テレビジョンラスク上に現われた内側ビンクッション歪
みを示す。クロスハツチバタン肋の右側辺と左側辺は垂
直の線１２と１４で示されている。

線１２と１４は直線で、外側の左右ビンクッション歪み
が後述するようにして補正済みであることを示している
。垂直の格子線１６と１８はラスタの中央と右側辺と左
側辺のそれぞれの間にあるもので、これらの線は（点線
で示した直線と比較すればわかるように）彎曲しており
、内側左右ビンクッション歪みがあることを示している
。水平の線１’ｉ’ａと１’ｉ’ｂはそれぞれ最上部と
最下部のラスタ走査に対する水平走査位置を、さらに、
水平の線１９は中央のラスタ走査に対する水平走査位置
を示す。

第２図はこの発明を実施したテレビジョン受像機の水平
偏向系２２を示す。駆動・発振ユニット２０が、例えば
ビデオ検波器（図示せず）からの合成ビデオ信号から水
平同期信号を分離する同期信号分離器（図示せず）から
同期信号を受けとる。

駆動−発振ユニット２０はトランジスタスイッチＱｌを
水平トレース期間の中央より前に導通させ、また、水平
トレース期間の終りで非導通にしてリトレース期間を開
始させる。トランジスタスイッチＱ１のコレクタはフラ
イバック変成器Ｔ１の１次巻線Ｗ１の一方の端部端子Ｗ
ｌａに結合されている。他方の端部端子Ｗｌｂはフィル
タキャパシタＣＩに、更に、抵抗Ｒ１を介して付勢電圧
Ｂ＋の電圧源に結合されている。水平偏向系２２は水平
偏向巻線ＬＨにほぼ鋸歯状の電流ｉ３を発生する。この
水平偏向電流ｉ３の８字修正は、一部、変成器巻線Ｗｌ
の端子Ｗｌａに一方の極板が接続されているトレースキ
ャパシタＣｓによって行われる。エネルギ消費はりトレ
ース期間中にフライバック変成器の巻線ｗ１を通して電
圧Ｂ十の電圧源から補充される。キャパシタＣＢの他方
の極板は、直線性インダクタＬＬＩＮ、偏向巻線ＬＨ及
び変調インダクタＬＭの直列接続体に接続されている。

第１のりトレースキャパシタＣＲＩの一方ノ電極板が変
成器巻線Ｗ１の端子Ｗｌａに結合されている。キャパシ
タＣＲＩの他方の電極板は第２のりトレースキャパシタ
ＣＲ２の一方の電極板に直列に接続されており、キャパ
シタＣＲ２の他方の電極板は基準電位、例えばアースに
結合されている。リトレースキャパシタＣＲＩの両電極
板間には、キャパシタＣＲＩとＣＲ２の接続点２８から
巻線Ｗ１の端子Ｗｌａへ電流を流通させる極性でダンパ
ダイオードＤ１が結合されている。同じくダンパダイオ
ードＤ２が、基準電位点から接続点２日へ電流を流通さ
せ得る極性でリトレースキャパシタＣＲ２の両電極端子
間に結合されている。

第３図には、例えば第２図の端子Ｗｌａにおける電圧ｖ
１を表わすリトレースパルス３５を含む水平走査率の電
圧波形３４が示されている。ダイオードＤ１とＤ２が端
子Ｗｌａにおける電圧を、トレース期間の前半部（第１
半期）においてほぼ基準電位にクランプし、トレース期
間の後半部（第２半期）においては、トランジスタスイ
ッチＱｌが端子Ｗｌａの電圧をほぼ基準電位にクランプ
する。

この発明の１つの特徴によれば、インダクタＬＭを含む
内外ビンクッション補正回路３０は変調インダクタＬＭ
と偏向巻線ＬＨの相互接続点２４に結合される。回路３
０は、一方の電極板が端子２４に結合されて第１の分校
路を形成する変調キャパシタＣｓＭを含んでいる。イン
ダクタＬＭが回路３０の第２の分校路を形成している。

キャパシタＣｓＭの他方の電極板は可制御スイッチ４０
及びキャパシタＣＲＩとＣＲ２の電極板に接続された接
続端子２日に結合されている。可制御スイッチ４０は端
子２８とトランジスタスイッチＱ２の間に設けられたイ
ンダクタＬ１と抵抗Ｒ２の並列構成を含み、トランジス
タスイッチ吹は、閉じると、端子２８をインダクタＬ１
と抵抗Ｒ２とを介して基準電位に結合する。可制御スイ
ッチ４ＯはトランジスタスイッチＱ２のベース電圧を供
給する左右（ｇ−ｗ　）制御回路４６によって制御され
る。

制御回路４６は水平フライバック変成器Ｔ１の巻線Ｗ２
に結合されていて、水平偏向周波数の同期情報信号ＶＨ
を受けるようにされている。信号ＶＨの波形は第６図ａ
に示されている。このような同期情報は第３図ａの波形
３４の形状に似た周期的な水平リトレースパルスの形を
とる。信号ＶＨは抵抗Ｒ３とＲ４及びキャパシタＣ２と
０３を含む二重積分回路網を通してトランジスタＱ４の
ベースに結合される。第６図す及びＣに、各キャパシタ
Ｃ２と０３の両端間に現われる電圧Ｖｃ２とＶｃ３の波
形を示す。第６図Ｃの実線で示す波形は中央ラスク走査
に関係するもので、他方、破線の波形は最上部と最下部
におけるラスク走査時のものである。

制御回路４６は垂直偏向発生器２３の出力端子にも接続
されていて、垂直周波数信号ｖ９を受ける。信号Ｖ９の
波形は第７図ａに示されている。信号ｖ９は抵抗Ｒ７と
Ｒ９及びキャパシタＣ４からなる直列構成を介してトラ
ンジスタＱ４のベースに結合される。垂直偏向発生器２
３の信号ＶＨ８が可変抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１３とを通し
てトランジスタＱ５のベースに結合されて台形歪み補正
を行う。第〒図すは信号ＶＨ９の波形を示す。

トランジスタＱ４とＱ５は共通エミッタ差動対として接
続されている。信号ＶＲ９、ＶＨ８及びＶＨによシ、ト
ランジスタＱ４は水平周波数で、但し、垂直周波数の放
物線形で変化する時点でターンオフされる。

第４図すは、トランジスタＱ４のベースの電圧に対する
信号ＶＨの影響のしかたを表す水平ランプ波形６６を示
す。実線６７で示すレベルは中央ラスタ走査時のトラン
ジスタ対Ｑ４とＱ５の正規化（）−マライズ）したスイ
ッチング閾値電圧を表わす。同じく、破線６８で示すレ
ベルは最上部と最下部のラスタ走査に対するトランジス
タ対Ｑ４、Ｑ５の正規化シた閾値電圧を表わしている。

各走査において、時間ｔ３とｔ４で、ランプ波形６６は
第４図Ｃに示すようにトランジスタスイッチＱ２をター
ンオンさせる。

第６図ｄは、トランジスタＱ４のコレクタに直列に接続
された抵抗ＲＩＯの両端間に現われる信号ＶＲ１０の波
形を示す。トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタ
Ｑ３のベースに結合されている。トランジスタＱ３のコ
レクタはトランジスタスイッチＱ２のベースに、また、
そのエミッタは基準電位に結合されている。さらに、信
号ＶＨがインダクタＬ２を介してトランジスタＱ２のベ
ースにまたダイオードＤ３の両端間に供給されている。

信号ＶＨとＶＲＩＯはトランジスタスイッチＱ２のベー
スに、第４図Ｃ又は第３図すに示す繰返し信号４８を形
成する。

第２図の制御回路４６の入力６９は、ビーム電流による
画像幅変動が補償される場所を示している。

ビーム電流制限器（図示せず）から信号をトランジスタ
Ｑ５のベースに供給してビーム電流負荷による画像幅の
変動を補正することが出来る。

トランジスタスイッチＱ２の代りに電力ＦＥＴを用いる
こともできる。ＦＥ〒を使うと、インダクタＬ２、トラ
ンジスタＱ３及びダイオードＤ３が不要になる。

第３図ａ及びｂはそれぞれ、端子Ｗｌａに現われる電圧
ｖ１及びトランジスタスイッチＱ２のベースに現われる
繰返し信号４８の近似波形を概略的に示す。

各波形の左側と右側はそれぞれラスタの最上部と最下部
とに対応する。第２図、第３図ａ及びｂで同じ素子ある
いは同じ機能は、同一の符号で示しである。

第２図のトランジスタスイッチＱ２のペースヲ［動する
第３図すのパルス５０は、第３図ａの対応するりトレー
スパルス３５の後半部で生じる前縁、すなわち、正方向
のエツジを持っている。繰返しパル名列４日の各パルス
５０の後縁はトレース期間の中央より後で生じる。

垂直走査の最上部に対応する各繰返しパルス列４８の初
めにおいては、各パルス５０の前縁は、第３図ａの波形
３４の各リトレースパルス３５の終了時３５ａに接近し
た時点で生じている。従って、第３図すのパルス５０は
第２図のトランジスタスイッチ史を、第３図ａの対応リ
トレースパルス３５の持続時間中の比較的短い時間だけ
オン状態にする。第３図すのパルス５０の中、垂直走査
の開始時よりも後で、垂直走査の中央よシも前に生じる
ものの前縁は、第３図ａのりトレースパルス３５の中央
点３５ｂの方向に少しずつ接近している。第３図すに示
すように、垂直走査の中央部では、各パルス５Ｏの前縁
は第３　図ａのりトレースパルス３５の中央３５ｂの近
くになっている。

第３図すの各信号列４８の中央部から終り（これは垂直
走査の中央と最下部に対応する）までにかけて、パルス
５０の前縁は、例えば、第３図ａのリトレースパルスの
中央３５ｂから次第に遅れていく。

垂直走査の最下部でパルス５Ｏの前縁の遅れが最大にな
り、第３図ａの対応リトレースパルス３５に重なるパル
ス５０の部分の期間が再び短かくなる。このようにして
、第２図のトランジスタスイッチＱ２のりトレース期間
中のオン時間は、垂直走査の始点から中間部にかけて次
第に長くなり、中間部から終端にかけて次第に短かくな
る。

ビンクッション補正回路３０は偏向巻線ＬＨに直列に接
続されたスイッチにより可変のインピーダンスを含んで
いる。トランジスタスイッチＱ２が非導通の時は、ビン
クッション補正回路３０は、偏向巻線ＬＨによって形成
される電流路中で変調インダクタＬＭの形の実質的に高
い誘導性インピーダンスを呈する。水平リトレース期間
中、トランジスタスイッチＱ２が導通している時、回路
３０は偏向巻線ＬＨの偏向電流路中のキャパシタＣｓＭ
の低い容量性インピーダンスを呈する。この構成により
、内側と外側の両ビンクッション歪みが補正される。ビ
ンクッション補正回路３０のキャパシタＣ８Ｍとインダ
クタＬＭの機能については、Ｐ、Ｅ、ヘーファル氏に付
与された米国特許第４　、０８８　、９３１号明細書（
以下、ヘーファル特許と称す）に詳しい説明がある。

第４図ｇ　”−’　ｇ及び第５図ｇ　−ｆは第２図の偏
向装置２２の動作を説明するだめの近似波形を示す。

第５図ｇ　−ｆ　Ｖｉ第２図の装置の種々の典型的な波
形を示している。第２図、第４図及び第５図を通して、
同じ素子又は機能には同じ符号が付しである。破線で示
されている波形は、走査がラスタの最上部又は最下部で
行われている場合の波形である。同じく、実線で描かれ
ている波形は、ラスタの中央における走査について示し
た波形である。

第４図Ｃに示すように、第２図のトランジスタスイッチ
Ｑ２のりトレース期間中のターンオンは、最上部又は最
下部における走査時よりも中央における場合の方が早く
生じる。この実施例においては、トランジスタスイッチ
Ｑ２が早くターンオンされることにより、ビンクッショ
ン補正回路３０のインピーダンスは、第４図Ｃの時間ｔ
３とｔ４の期間中、最上部又は最下部のラスク走査時よ
シも低くなる。

これは、第２図のトランジスタスイッチＱ２がキャパシ
タＣＡＭをインダクタＬＭと実質的に並列に結合するこ
とになるためである。従って、ラスタの最上部及び最下
部において、ビンクッション補正回路３Ｏによって偏向
巻線ＬＨに結合されるリトレース期間中の平均インダク
タンス即ち実効インダクタンスはラスタの中央部におけ
る場合よりも高くなる。これは、前述したように、リト
レース期間中のトランジスタＱ２の導通が比較的遅くな
るためである。従って、リトレースの終りにおいて偏向
巻線ＬＨを流れるピーク偏向電流ｉ３は、最上部と最下
部の走査時の方がより低く彦る。この結果、ラスタの最
上部と最下部における水平ビーム偏向が小さくなシ、そ
れによって、外側ビンクッション歪みの補正が行われる
。スイッチ４ｏの導通が遅いために、最上部と最下部の
トレース走査においては、垂直゛トレース走査の中央に
おける場合よりも、第２図のインダクタＬＭの両端間に
リトレース期間中に現われる変調電圧Ｖ２（第４図ｆ）
は高く、第２図のインダクタＬＭを流れる第５図ｇに図
示した電流１４は高く、第２図のキャパシタＣｓｕを流
れる第５図Ｃ又は第４図ｇに示す電流ｉ２は低く、さら
に、第２図の偏向巻線ＬＨを流れる電流ｉ、（第５図す
又は第４図ｇ）は低くなる。

第３図ｇ及びｄには電流ｉ２と１３の近似波形が示され
ている。第３図０に示すように、第２図のキャパシタＣ
ｓＭを含む分校路を流れる電流１２は、例えば、ラスタ
の最上部と最下部における場合よシも中央における場合
の方が高い。

第５図ｇ及びＯは電流１．と１２の典型的な波形を例示
するものである。第５図ｇの電流１１は第２図の可制御
スイッチ４Ｏを流れるものであるが、この電流はトラン
ジスタスイッチＱ２が導通状態になるとすぐに流れ始め
、所定のトレース期間のほぼ中央でトランジスタスイッ
チＱ２が非導通になると流れなくなる。リトレース期間
中に電流１．によって運ばれる電荷が左右変調の実際の
駆動電流である。

第２図のキャパシタＣｓＭを流れる電流１２（第５図Ｃ
）はりトレースの開始時は負で、水平リトレース期間中
に正方向に増加する。電流１２は第３図０からもわかる
ように、水平リトレース期間の後半部においては、ラス
タの最上部及び最下部の走査時における場合よりも、ラ
スタの中央部の場合の方がより正になる。

偏向電流ｉ５とキャパシタＣ８Ｍの電流ｉ２とが結合さ
れることにより、第３図ｇとＣにそれぞれ示すように、
これらの偏向電流ｉ５とキャパシタ電流ｉ２とはトレー
ス期間中、−緒に増減する。トレース期間中の電流１３
と１２の相対的な大きさは、リトレース期間中の第２図
のスイッチ４ｏが導通する時点によって決まる。第５図
Ｃのキャパシタ電流１２は水平トレース期間の中央でゼ
ロになり、水平トレース期間の後半部において負方向に
増加し始める。

水平トレース期間の後半部では、第２図のダイオードＤ
２が電流１□を導通させ、前に述べたように、トランジ
スタスイッチＱ２は非導通状態をとる。

キャパシタＣ８Ｍは全トレース期間中、偏向電流１３の
一部である電流ｉ２に直列関係にある。第４図ｆの期間
ｔ５〜ｔ１′において、キャパシタＣｓＭは電圧ｖ２を
発生させて付加的８字修正を行わせる。第２図のインダ
クタＬｙの両端間のこの電圧Ｖ２（第４図ｆ）はトレー
スキャパシタＣｓの両端間の電圧と直列に合成されて、
偏向トレース電流１３の波形を変え、内側ビンクッショ
ン補正を行わせる。キャパシタＣ８Ｍによって与えられ
る偏向電流ｉ５の付加的８字修正の量は、キャパシタＣ
ｓＭの電流ｉ２の偏向電流ｉ３に対する割合によって決
壕る。ラスタの最上部及び最下部では、キャパシタ電流
１２は、スイッチ４０の導通が比較的遅いために、比較
的小さい。

従って、ラスタの最上部及び最下部では、キャパシタＣ
ｓＭが与える偏向電流ｉ３の付加的８字修正の量は、ス
イッチ４０が早く閉じてキャパシタＣｓＭに大きな電流
が流れるラスタの中央部における量よシも小さくなる。

このように、スイッチ４０は垂直走査の関数としてＳ字
修正を変化させる。このことは、第３図ｄにおいて、偏
向電流ｊ３の波形６Ｏの対応する直線５８からの距離５
マが走査線の垂直位置の関数として次第に変化している
ことに示されている。

第２図のキャパシタＣｓＭと変調インダクタＬＭはトレ
ース共振回路を形成しているので、キャパシタＣ５Ｍ０
値の選択によって、与えられるＳ字修正の性質が決捷る
。キャパシタ電流ｉ２の周波数が偏向電流ｉ３の周波数
と実質的に同じになるようにキャパシタＣ８Ｍの値を選
定すると、ビンクッション補正回路３０は偏向電流ｉ３
の振幅のみを変調するので、外側ビンクッション歪みの
みが補正される。

一方、キャパシタＣ５Ｍ０値をもつと小さく選ぶと、第
３図Ｃ及びｄに示すように、キャパシタ電流ｉ２は偏向
電流ｉ３よりもかなり高い周波数成分を含むようになり
、外側と内側の両ビンクッション歪み補正が得られるこ
とになる。キャパシタＣ５Ｍ０値を小さくすると、放物
線電圧の振幅がより大きくなり、付加的８字修正の量が
大きくなる。

第４図ａ　−ｇ及び第５図ａ　−ｆにおいて、時間ｔ１
又はｔ、′の直前、即ちリトレース期間の開始の直前で
は、第２図示の変調インダクタＬＭを流れる電流ｉ４、
偏向電流１３及びキャパシタＣ８Ｍの電流ｉ２は、第５
図ａ、、ｂ及びＣに示すように、すべて負であるのに対
し、第２図のスイッチ４０を流れる電流ｌ、は、スイッ
チ４０が非導通のために、第４図ｄに示すようにゼロで
ある。従って、端子２８に流れる第５図ｄの電流ｊ５は
負で、その時点では電流ｉ２と等しい。

第４図Ｂ−ｇ及び第５図ａ　−ｆにおいて、時間ｔ１又
はｔ、′では、第２図のトランジスタスイッチＱ１は非
導通となる。変成器巻線Ｗ１を流れる電流ｉｗ＋と偏向
巻線ＬＨの電流ｉ３がリトレースキャパシタＣＲＩとＣ
Ｒ２の直列接続体を充電し、水平出力トランジスタＱｌ
のコレクタに第３図ａ及び第４図ａに示すリトレースパ
ルス電圧３５が得られる。

この発明の特徴によれば、リトレース期間中、トランジ
スタスイッチＱ２が導通していない時、インダクタＬＭ
、リトレースキャパシタＣＲ２、偏向巻線ＬＨ及びリト
レースキャパシタＣＲＩのそれぞれが、ブリッジ回路の
第１〜第４の分校路を形成する。

このブリッジの条件は、キャパシタＣＲＩとＣＲ２の比
がインダクタＬｙと偏向巻線ＬＨのインタ：クタンスの
比と等しいことである。リトレース期間中、リトレース
キャパシタＣＲＩと偏向巻線Ｌｎが第１のりトレース共
振回路を形成する。同様に、リトレースキャパシタＣＲ
２と変調インダクタンスＬＭとが第２のりトレース共振
回路を形成する。この第２のりトレース共振回路は、第
１のりトレース共振回路と実質的に同じ周波数で共振す
る。これら２つの共振回路の各々は、ブリッジ回路の２
つの分枝路で形成されており、かつ、ブリッジ回路の中
央ブリッジ分枝路をなすキャパシタＣｓＭを含んでいる
。トランジスタスイッチＱ２が非導通の時は、ブリッジ
の接続端子２８と２４の電圧は実質的に等しく、電流ｉ
２は最小である。これに対し、前述したへ一ファル特許
に記載の内側及び外側ビンクッション歪み補正用の回路
には、リトレース中にブリッジ構成が形成されず、従っ
て、リトレース時間変調が生じる傾向を持っている。

トランジスタスイッチＱ２がリトレースの後半部のある
制御された時間にターンオンされると、トランジスタス
イッチＱ２の導通にょシリトレースキャハシタＣＲ２の
両端が短絡される。この短絡は、キャパシタＣ８Ｍの容
量が大きいためにインダクタＬＭが同時に分路されるこ
とにより、リトレース周波数に比較的小さな影響しか与
えない。このように、トランジスタＱ２はブリッジ構成
の第２の共振回路の両端間に短絡回路を形成する。トラ
ンジスタスイッチＱ２は、リトレースキャパシタＣＲＩ
と偏向巻線ＬＨとを含む第１のりトレース共振回路の共
振周波数には実質的に影響を与えることはない。

従って、リトレース時間変調は生じない。

時間ｔ２又はｔ２′、第３図ａのパルス３５の点３５ｂ
１即ち、リトレース期間の中央では、第５図ａＸｂ１Ｃ
及びｄに示す各電流ｉ４、ｉ５、ｉ２及びｊ５は極性反
転直前にゼロレベルをとる。時間ｔ２では循環エネルギ
の全てがリトレースキャパシタＣＲＩ　トＣＲ２の直列
接続体に蓄積される。トランジスタスイッチＱ２が、イ
ンダクタＬＭの両端間電圧ｖ２と等しいキャパシタＣＲ
２の両端間電圧を、垂直偏向回路２３の垂直周波数電圧
に従って変調する。従って、キャパシタＣＲＩの両端間
の電圧は、電圧ｖ１が変調されないことから、トランジ
スタスイッチＱ２に変調されることになる。同様に、リ
トレースキャパシタＣＲ２の両端間の電圧振幅はりトレ
ースキャパシタＣＲＩの両端間の電圧の振幅の変化と逆
に変化する。

このように、循環エネルギも変調される。

トランジスタスイッチＱ２が導通している期間ｔ３〜ｔ
４では、キャパシタＣｓＭがインダクタＬＭをバイパス
し、電流ｉ４を減少させ、電流ｉ２を増大させる。

キャパシタＣＲＩとＣＲ２に蓄積されていた変調された
エネルギは、第５図ａ　−ｆの期間ｔ２〜ｔ５中に偏向
巻線ＬＨとインダクタＬＭのインダクタンスに転送され
、トレース期間の開始点ｔ５における偏向電流１３の振
幅を決める。

キャパシタＣ８ＭとトランジスタスイッチＱ２によるイ
ンダクタＬＭのバイパス動作によって全インダクタンス
の変調が生じる。例えば、バイパスされるキャパシタ電
流１２が多くなれば、インダクタＬｙを流れる電流ｉ４
が少くなり、全インダクタンスは見かけ上小さくなる。

インダクタンスが小さくなると、偏向電流１３が大きく
なる。従って、例えば、トランジスタスイッチＱ２のタ
ーンオン時点が第４図Ｃの時間ｔ３からｔ４に変わると
、リトレースキャパシタ（Ｒ１とＣＲ２の蓄積エネルギ
が小さくなり、インダクタＬＭの見かけ上のインダクタ
ンスが増大し、この両者によって偏向電流１３が減少す
る。

第５図ｄに示すように、ラスタの中央部分の走査時の時
間ｔ、における電流１５はラスタの最上部及び最下部の
走査時の場合よりも負となる。従って、ラスタの中央走
査時、リトレース期間中にキャパシタＣＲ２は、第４図
ａのりトレース電圧ｖ１の一部まで充電されるが、その
充電電圧はラスタの最上部及び最下部の走査時よりも低
い。

第４図Ｃに示すように、ラスタ中央の走査の場合、時間
ｔ３で、ラスタの最上部及び最下部の走査の場合は、そ
れよりも後の時間ｔ４で、トランジスタスイッチＱ２が
導通状態となシ、第４図ｄに示す電流１．が可制御スイ
ッチ４０を流れる。この電流１゜は第５図ｅにも示され
ている。第２図のスイッチ４ＯのインダクタＬ１は電流
制限器として、又、中間のエネルギ蓄積装置として機能
する。端子２８からスイッチ４０を通して電流１１が分
流されるので、端子２８へ流れる電流１５は電流１２よ
りも小さくなる。

垂直トレースラスタ走査の中央部ではスイッチ４０の導
通が早いために、第２図の電流ｉ５は、最上部及び最下
部走査の場合よりも早い時点で低くなる。キャパシタ（
８１を流れる電流ｉ６から電流ｉ５を減じたものに等し
いキャパシタＣＲ２の放電電流がキャパシタＣＲ２を放
電させ、キャパシタＣＲ２の両端間の電圧Ｖｌ（第４図
ｅの波形）を第４図ｅの時間ｔ３の直後に０ボルトとし
、かつ、第２図のダイオードＤ２を導通させる。これに
対し、ラスタの最上部と最下部の走査時は、電圧ｖ５は
第４図ｅのより後の時点ｔ４において０ボルトとなって
、第２図のダイオードＤ２を順バイアスされるようにす
る。

第２図のキャパシタＣＲ１を流れる放電電流（これは少
くとも電流１．に等しく、電流１５より大きい）がダイ
オードＤ２の導通をダイオードＤ１の導通開始よシ早く
開始させる。ダイオードＤ２が導通すると、見かけ上、
キャパシタＣＲＩのみがリトレースキャパシタとして働
く。キャパシタＣＲＩとＣＲ２は直列に接続されている
ので、ラスタの中央部の走査時にダイオードＤ２が早目
に導通子ることにより、全リトレース容量は、ラスタの
最上部及び最下部の走査の場合よりも大きくなる。前に
説明したよりに、中央ラスク走査時においてスイッチ４
０が早目に閉じられることにより、実効リトレースイン
ダクタンスが減少する。その結果、例えば、リトレース
イングクタンスの減少はりトレース容量の対応した増加
によって補償される。一般的に言えば、第２図の電圧ｖ
２と電流ｉ４が小さくなれば、インダクタＬＭのリトレ
ースイングクタンスへの影響も小さくなり、その結果、
全リトレースイングクタンスが小さくなシ、また、キャ
パシタＣＲ２のりトレース容量への影響が小さくなって
、全リトレース容量が大きくなる。このように、この発
明によれば、第２図の偏向系２２において、リトレース
共振周波数とりトレース期間は左右（Ｅ−Ｗ）変調から
比較的影響をうけない。

第２図の偏向系２２において、リトレースキャパシタＣ
ＲＩとＣＲ２の直列接続体は、偏向巻線ＬＨとインダク
タＬＭの直列接続体に必要な全リトレース容量に等しい
。インダクタＬＭは、左右方向（Ｅ−Ｗ）変調と走査幅
調整の必要修正範囲が得られるように選定される。この
ようにして、最小画像幅と最大画像幅の比は、例えば、
偏向巻線Ｌｕのインダクタンスと、インダクタＬＭのイ
ンダクタンスと偏向巻線ＬＨのインダクタンスの和との
比に等しくなるようにされる。

キャパシタＯＲ２の両端間のりトレース電圧は直接トラ
ンジスタスイッチＱ２によって切換えられるが、いくつ
かの従来技術による、ブリッジ構成を備えたダイオード
変調回路においては、これに相当するりトレース電圧は
比較的大きなチョークインピーダンスを介して結合され
る垂直周波数の放物線電流によってロードされる。第２
図に示すこの発明の構成においては、垂直周波数補正は
、水平リトレース期間中、トランジスタＱ２のスイッチ
ング動作によって、ブリッジに直接接続することによっ
て行われる。従って、大きなチョークインピーダンスを
用いる必要がなく、また、第２図のブリッジのインダク
タＬＭＯ値は、同じ左右方向及び幅制御範囲を得るため
にダイオード変調器の対応するブリッジインダクタが必
要とした大きさよりも小さくすることができる。このイ
ンダクタＬＭを小さくすることができる点は、水平周波
数として標準のｆＨ周波数よシ高い周波数、例えば２ｆ
□の水平周波数を用いるような場合には、偏向回路中で
の電力消費を相当小さくできるので、特に重要な特徴で
ある。

第８図は第２図の水平偏向装置２２の水平周波数ｆＨの
２倍の水平周波数２ｆｔ（で動作するビンクッション補
正された水平偏向装置２２′を示す。第２図と第８図で
共通の参照符号で示されたものは同じ素子又は機能であ
ることを示す。第８図における偏向巻線ＬＨは、個々に
示してはいないが、並列に接続された複数のコイルであ
り、一方、第２図の偏向巻線ＬＨは複数のコイルが直列
に接続されているものである。

第９図は第８図の水平偏向装置２２′と同様の、２ｆ　
の水平走査周波数で動作するビンクッション補正された
水平偏向装置２２“を゛示す。第１０図には、第９図の
トランジスタＱ２にスイッチング信号を供給する左右方
向（トＷ）制御回路４６”の一実施例の詳細が示されて
いる。第８図〜第１０図を通して同じ参照符号を付した
素子は、同じように機能し又は同じ性質を持つものであ
ることを示す。

水平偏向装置２２”は第８図の装置２２′の変形で、水
平トレースの終りに水平出力トランジスタＱｌを流れる
コレクタ電流を小さくなるように構成されている。この
目的のために、偏向巻線ＬＨのブリッジ分校路はフライ
バック変成器Ｔ１を介して水平出力トランジスタＱ１に
結合されている。

第９図に示すように、フライバック変成器Ｔ１の１次巻
線は２つの巻線部Ｗｌ’とＷｌ”とからなり、これらの
巻線部はそれぞれの端子７と２の接続点のタップ端子で
相互接続されている。リトレースキャパシタＣＲＩから
成るブリッジの分校路は端子７と２の接続点のタップで
偏向巻線ＬＨのブリッジ分枝と接続されている。

水平トレース期間中、水平偏向電流は、水平出力トラン
ジスタＱ１に流れる時に、１次巻線の上側巻線部Ｗｌ’
によってその値がステップダウンされる。それに対応し
て、水平リトレース期間中、下側巻線部の両端間に発生
したりトレースパルスは、その値がフライバック変成器
Ｔ１の端子１５でステップアップされて、よシ大きなり
トレースパルス電圧が水平出力トランジスタＱ１に供給
される。

第９図に示す変成器結合構成によって与えられる電流ス
テップダウンとりトレースパルス電圧ステラフアップは
、水平出力トランジスタＱｌに、特に、このトランジス
タが高い２ｆＨの周波数で動作する時に、このトランジ
スタＱ１に加わるスイッチングストレス及び動作ストレ
スを減じるためのものである。別の水平出力トランジス
タ装置の場合には、これと逆にする、即ち、水平リトレ
ースパルス電圧をトランジスタ装置に加える前にステッ
プダウンする必要があることもある。リトレースパルス
電圧をステップダウンし、電流をステップアップするよ
うに、水平出力トランジスタＱ１．１次巻線の各巻線部
及び偏向巻線ＬＨとりトレースキャパシタＣＲＩのブリ
ッジ分枝路間の接続を変更することは簡単である。更に
、必要とあれば、１次巻線の巻線部Ｗｌ’とＷｌ”との
単巻き変成器構成の代りに、２つの別々の巻線を用いた
ものを用いて（３１） もよい。

第９図と第１０図に示した回路と第８図の回路とのその
他の大きな違いは、第９図と第１０図の回路では、スイ
ッチングトランジスタＱ２のコレクタ電流路にブロッキ
ングダイオードＤ４を加えた点である。又、第９図と第
１０図の回路では、制御回路間″へのビーム電流入力は
フライバック変成器の高電圧３次巻線ｖｌ１３の端子６
から取出されている。端子６の電圧はビーム電流の変化
と共に変化する。この電圧は第１０図に示す差動トラン
ジスタＱ４のペースに、更に、比較的大きな値の抵抗を
介して第９図の端子Ａに結合される。

【図面の簡単な説明】

第１図は内側ビンクッション歪みを示すテレビジョン受
像機の図、 第２図はこの発明によるビンクッション補正回路を有す
るテレビジョン受像機の偏向装置を示す回路図、 第３図ａ乃至ｄは第２図のビンクッション補正回路の動
作を説明するための理想的な波形図、（３２） 第４図ａ乃至ｇは第２図のビンクッション補正回路の動
作を説明するだめの別の波形図、第５図ａ乃至ｆは第２
図のビンクッション補正回路の動作を説明するための更
に別の波形図、第６図ａ乃至ｄは第２図の装置中の制御
回路の動作を説明するだめの波形図、 第７図ａ乃至すは第２図の装置中の制御回路の動作を説
明するだめの別の波形図、 第８図は高い周波数の水平走査方式で用いられるこの発
明によるビンクッション補正を施した偏向回路を示す図
、 第９図は高い周波数の水平走査方式で用いられるこの発
明によるビンクッション補正を施した偏向回路の別の実
施例を示す図、 第１０図は左右（Ｅ−Ｗ）制御回路の具体例を含む第９
図の回路の一部を示す回路図である。 ＬＨ・・・ｍ内巻線、Ｃ８・・・トレースキャパシタン
ス、Ｑｌ・・・第１のスイッチング手段、Ｗｌａ・・・
第１のスイッチング手段の端子、（ｓＭ％　ＬＭ・・・
インピーダンス（第１の電流路ＣｓＭと第２の電流路Ｌ
Ｍ）、２３・・・変（３３） 調周波数電圧源、Ｑ２・・・第２のスイッチング手段、
ＣＲＩ・・・第１のりトレースキャパシタンス’１　Ｑ
、４、Ｑ５・・・第３の手段。 特許出願人　アールシーニー　コーポレーション化　理
　人　清　水　哲　ほか２名 （３４）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｆｌ）　偏向巻線と、 この偏向巻線に結合されたトレース電圧を発生するため
   のトレースキャパシタンスと、上記トレース電圧を上記
   偏向巻線に供給してトレース期間中に上記偏向巻線にト
   レース電流を発生させ、さらに、その端子にリトレース
   期間を限定するりトレース電圧を発生する第１のスイッ
   チング手段と、 上記偏向巻線に結合されたインピーダンスであって、そ
   の第１と第２の分枝路にそれぞれ上記偏向電流の第１と
   第２の電流路を形成するものと、変調周波数電圧の電圧
   源と、 上記第１の電流路に結合されており、トレース期間中上
   記トレース電流を制御するために上記トレース電圧と組
   合わされる第１のラスタ歪み補正用電圧を上記変調周波
   数電圧に従って発生する第２のスイッチング手段であっ
   て、上記変調周波数電圧に従って変化するりトレース期
   間の一部分の間に上記第１の電流路中のインピーダンス
   を変調することにより上記トレース電流を変調するよう
   に構成されているものと、 上記第１のスイッチング手段の上記端子に結合された第
   １のりトレースキャパシタンスであって、その両端間に
   上記リトレース電圧の第１の部分が発生するようにされ
   たものと、 上記インピーダンスの上記第１の電流路を流れる電流に
   応動し、この電流に従って上記リトレース電圧の上記第
   １の部分の振幅を上記リトレース電圧の振幅に対して制
   御する第３の手段と、を備えてなり、 上記リトレース電圧の上記第１の部分はりトレース期間
   中に上記偏向巻線に結合されて、この偏向巻線にそれに
   応じたりトレース走査電流を発生させる。ものである、
   ラスタ歪み補正回路を有する偏向装置。