JPS60121979A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPS60121979A JPS60121979A JP58226425A JP22642583A JPS60121979A JP S60121979 A JPS60121979 A JP S60121979A JP 58226425 A JP58226425 A JP 58226425A JP 22642583 A JP22642583 A JP 22642583A JP S60121979 A JPS60121979 A JP S60121979A
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- control
- output
- inverter
- voltage
- e1beta
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の技術分野〉
本発明は、訪導電！Ｐｈ機のベクトル制御装Ｒ，＊にパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）方式インバータによるベクトル制
御装置に関する。
ルス幅変調（ＰＷＭ）方式インバータによるベクトル制
御装置に関する。
〈従来技術と問題点〉
近年、誘導電動機の連応性を同上する制御方式として、
電ＦＩＩＪＪ機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分
けて制御し、二次磁束と二次を流ベクトルを常に直交さ
せることで直流機と同等の応答性を得ようとするベクト
ル制御方式が貝案されている。
電ＦＩＩＪＪ機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分
けて制御し、二次磁束と二次を流ベクトルを常に直交さ
せることで直流機と同等の応答性を得ようとするベクト
ル制御方式が貝案されている。
このようなベクトル制御方式として、電動機に変流電力
を供給する電力変換装置にＰＷＭ方式インバータを使っ
た電圧形ベクトル制御方式とし、二次磁束外と二次を流
分との間に互いの干渉分をキャンセルできる非干渉制御
方式全本願出願人は既に提案している（特願昭５８−３
９４３４号）。
を供給する電力変換装置にＰＷＭ方式インバータを使っ
た電圧形ベクトル制御方式とし、二次磁束外と二次を流
分との間に互いの干渉分をキャンセルできる非干渉制御
方式全本願出願人は既に提案している（特願昭５８−３
９４３４号）。
この概要金弟１因ケ参照し−Ｃ以下に説明する。
電動機１にＰＷＭ方式インバータ２から電圧制御による
一次“市川全供給して該ｒｌｉｊ動機１に磁束と二次電
流とが互いに直焚するように制御するにおいて、磁束の
ガロｒα軸とし二次電流の方間ケα軸に直焚するβ軸と
して指令値としてのα相−次電流’Ｉｔａ＊及びβイ（
］−次電電ｉＮ＋／＊から夫々α柑−次電圧ＣＩｃ１ｒ
β相−次ｎ・、圧ＣＩβ の二ａ ｆｉ［圧信号全書る
のに、補正演’Ｊ、′ｉｌ：回路３によって屯ＲＩｂ
４幾１のβ７１１１−次？！！ ｉｋ、 Ｉ ｓβによ
る磁束への干渉及びα相−次ｆｌＣ流ｉ ｔａによる二
次１１流への干渉音取除くようにしている。この補正演
算回路３によってα相−次電圧ＣＩＩＸ＋β相−次電圧
ＣＩ／は、互いに非干渉にした磁束、二次電流の指令信
号になり、これら信号は相電圧演算回路７によってイン
バータ２の三相電圧指令信号ｅ−，Ｃｂ＊ 、 ｅｃ＊
に変換される。
一次“市川全供給して該ｒｌｉｊ動機１に磁束と二次電
流とが互いに直焚するように制御するにおいて、磁束の
ガロｒα軸とし二次電流の方間ケα軸に直焚するβ軸と
して指令値としてのα相−次電流’Ｉｔａ＊及びβイ（
］−次電電ｉＮ＋／＊から夫々α柑−次電圧ＣＩｃ１ｒ
β相−次ｎ・、圧ＣＩβ の二ａ ｆｉ［圧信号全書る
のに、補正演’Ｊ、′ｉｌ：回路３によって屯ＲＩｂ
４幾１のβ７１１１−次？！！ ｉｋ、 Ｉ ｓβによ
る磁束への干渉及びα相−次ｆｌＣ流ｉ ｔａによる二
次１１流への干渉音取除くようにしている。この補正演
算回路３によってα相−次電圧ＣＩＩＸ＋β相−次電圧
ＣＩ／は、互いに非干渉にした磁束、二次電流の指令信
号になり、これら信号は相電圧演算回路７によってイン
バータ２の三相電圧指令信号ｅ−，Ｃｂ＊ 、 ｅｃ＊
に変換される。
β相−次電流指令Ｉ、β は速Ｕ設定値Ｖｓ と電ｒｉ
ＪＪ機の速度検出器４の検出Ｉｉｐω、との突脅せて速
度調節器５の出力として取出され、電源角周波数・ｑ。
ＪＪ機の速度検出器４の検出Ｉｉｐω、との突脅せて速
度調節器５の出力として取出され、電源角周波数・ｑ。
は角周波数演算回ｔＮ５６によって得る。また、相電圧
演算回路７における二相・三相変換に必要な正弦波・余
弦波信号ＳＩＮωｏｔ 、 ｃｏｓω。ｔ は電源角周
波数ω。を使って三角波発生回路８から得るし、インバ
ータ２におけるパルス幅変調に必要な搬送波としての三
角波４；ｌ ＋ｙ Ｔｒ ｉはω。を使って三角波発生
回路９からイ（する。［０はインバータ２に直流電力を
供給する整流器である。
演算回路７における二相・三相変換に必要な正弦波・余
弦波信号ＳＩＮωｏｔ 、 ｃｏｓω。ｔ は電源角周
波数ω。を使って三角波発生回路８から得るし、インバ
ータ２におけるパルス幅変調に必要な搬送波としての三
角波４；ｌ ＋ｙ Ｔｒ ｉはω。を使って三角波発生
回路９からイ（する。［０はインバータ２に直流電力を
供給する整流器である。
このよりに、電動機の一次電圧をＰＷＭ方式インバータ
でベクトル制御する方式は、非干渉制御のだめの補正演
算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御ｌ
１１と異なシー次電圧？ｆ−フィードフォワード制却す
ることになって非常に応答性に優れ、直流機以上の応答
特性が確認されている。
でベクトル制御する方式は、非干渉制御のだめの補正演
算することによって、従来の電流制御形ベクトル制御ｌ
１１と異なシー次電圧？ｆ−フィードフォワード制却す
ることになって非常に応答性に優れ、直流機以上の応答
特性が確認されている。
しかし、この方式は、−次？７１圧全オープンルーズで
制御するため、ＰＷＭ方式イ／バータ２の出力電圧が飽
和すると目標と−ｒる出力特性が出なくなるという問題
がある。すなわち、第２１″４に示すように、正弦波Ｐ
ＷＭ方式インバータの基本波’ｔｌｌ；μ＝１）までは
制ｎ率μに比例するが、それ以上（μ〉１）ではＰＷＭ
出力電圧が飽和してしまう。
制御するため、ＰＷＭ方式イ／バータ２の出力電圧が飽
和すると目標と−ｒる出力特性が出なくなるという問題
がある。すなわち、第２１″４に示すように、正弦波Ｐ
ＷＭ方式インバータの基本波’ｔｌｌ；μ＝１）までは
制ｎ率μに比例するが、それ以上（μ〉１）ではＰＷＭ
出力電圧が飽和してしまう。
例えば、第１図において、整流器１０の交流人力Ｎ 圧
Ｅ＠＝ ２００ Ｖ 、 ソノｆＪｉ 力？１ｔＪＩＥ
Ｖａｓ ’ａａＪ４ａ １ カ２００Ｖ 、 ５０Ｈｚ
定格の場合、制御率μ＝１でのインバータ２の出力電圧
（基本波） Ｖａｓは次のようになる。
Ｅ＠＝ ２００ Ｖ 、 ソノｆＪｉ 力？１ｔＪＩＥ
Ｖａｓ ’ａａＪ４ａ １ カ２００Ｖ 、 ５０Ｈｚ
定格の場合、制御率μ＝１でのインバータ２の出力電圧
（基本波） Ｖａｓは次のようになる。
Ｖｄ＝ １．３５ Ｘ ２００ ＝ ２７０ ＶＶゴＶ
ｄ Ｖａ、＝−＝−μ＝１６５Ｖ ２ ２ すなわち、インバータ２の出力電圧ｖａ、は１６５ｖが
最大であシ、Ｖ／ｆ−足制御とすると電動ａ１が２００
Ｖ 、 ５０Ｈｚ足格であるから６５Ｖ ｆ ＝ −Ｘ ５０Ｈｚ ＝ ４１３Ｈｚ００Ｖ までか不飽和制御になシ、これ以上では出方特性劣化に
なる。実験によると、第１図構成でμくｌの非干渉制御
ではインディシャル応答に１０ｍ、 ｓｆＪ 度の一次
応答會得ることができたが、μ〉１では出力飽オロによ
って非干渉制御が正確に行なわれないために二次振動を
含む応答になった。
ｄ Ｖａ、＝−＝−μ＝１６５Ｖ ２ ２ すなわち、インバータ２の出力電圧ｖａ、は１６５ｖが
最大であシ、Ｖ／ｆ−足制御とすると電動ａ１が２００
Ｖ 、 ５０Ｈｚ足格であるから６５Ｖ ｆ ＝ −Ｘ ５０Ｈｚ ＝ ４１３Ｈｚ００Ｖ までか不飽和制御になシ、これ以上では出方特性劣化に
なる。実験によると、第１図構成でμくｌの非干渉制御
ではインディシャル応答に１０ｍ、 ｓｆＪ 度の一次
応答會得ることができたが、μ〉１では出力飽オロによ
って非干渉制御が正確に行なわれないために二次振動を
含む応答になった。
こうした理由から、従来方式では常に制御率μくｌの範
囲にするよりインバータ２又は電！ＪＪＪ機を設計する
ことになり、装置容訃が大きくなるものであった。
囲にするよりインバータ２又は電！ＪＪＪ機を設計する
ことになり、装置容訃が大きくなるものであった。
〈発明の目的〉
本発明は、ＰＷＭ方式インバータの電圧飽和による非干
渉制御性能の低下上防止した制御装置を提供することを
目的とする。
渉制御性能の低下上防止した制御装置を提供することを
目的とする。
〈発明の概要〉
本発明は一０１α、ｅ１β等の制ｊｌｌｌ ’ｉｌｉ圧
信号が制御率μ＞ｉｖｃなるときに基本波で７フｒ足の
出力が得らｌしるよう制御電圧信号を高めることτ特徴
とす２・。
信号が制御率μ＞ｉｖｃなるときに基本波で７フｒ足の
出力が得らｌしるよう制御電圧信号を高めることτ特徴
とす２・。
く実施向〉
第３図は本発明の一笑施ｔａｌｌ ’、ｃ示す要部回路
図でるる。絶対値演算回路１１は１−リ呻電圧（Ｎ号ｅ
１α、ＣＩβからＶＴｂ−７の演算によって絶対値Ｅｔ
”ｋ求める。関数演Ｘ器１２ヲよ１１でめた絶対値Ｅ−
とインバータ２の制御率−出力電圧特性から制御信号絶
対値Ｅ、に対する出力電圧Ｅ１のデータをめる。
図でるる。絶対値演算回路１１は１−リ呻電圧（Ｎ号ｅ
１α、ＣＩβからＶＴｂ−７の演算によって絶対値Ｅｔ
”ｋ求める。関数演Ｘ器１２ヲよ１１でめた絶対値Ｅ−
とインバータ２の制御率−出力電圧特性から制御信号絶
対値Ｅ、に対する出力電圧Ｅ１のデータをめる。
ここで、インバータ２の制御率−出力電圧特性は、基本
波について第４図体）又は第４図（Ｂ）に示すように制
御率μ〉１で飽和する特性になシ、また−周期間の三角
波パルス数Ｐによっても特性が変る。
波について第４図体）又は第４図（Ｂ）に示すように制
御率μ〉１で飽和する特性になシ、また−周期間の三角
波パルス数Ｐによっても特性が変る。
第４図（Ａ）Ｈ１Ｐ＝９．第４図（Ｂ）はＰ＝１５の場
合である。そこで、関数演算器１２は出力電圧均をめる
ためのデータとして、第４図＜ＡＪ又はＣＢ）の特性を
折線特性として第４図（Ｎに示すように折点ＥＢｔ ｌ
ＥＢｌ １ＥＢ８・・・と傾斜αのデータとして記憶
しておき、絶対値Ｅ−ＶＣ該当する折線（図示ではＨ）
を折点Ｆ’ｈａと傾余Ｆαで一義的に読出す。
合である。そこで、関数演算器１２は出力電圧均をめる
ためのデータとして、第４図＜ＡＪ又はＣＢ）の特性を
折線特性として第４図（Ｎに示すように折点ＥＢｔ ｌ
ＥＢｌ １ＥＢ８・・・と傾斜αのデータとして記憶
しておき、絶対値Ｅ−ＶＣ該当する折線（図示ではＨ）
を折点Ｆ’ｈａと傾余Ｆαで一義的に読出す。
補正係数演算回路１３は上記折点データＥＢと傾斜αと
絶対値Ｅ−から第４図（ＡＩ又は（ＢＪの基本波を圧の
飽和に基づく補正係数βヶ求める。
絶対値Ｅ−から第４図（ＡＩ又は（ＢＪの基本波を圧の
飽和に基づく補正係数βヶ求める。
この補正係数βは
β＝５１
ｆｉ；。
に相当するもので、絶対圃均＊の制御電圧信号（ｅ１α
ｙＣ１β等）に１対１で比例する電圧を得るのに制御率
μ〉１では出力飽和圧よって基本波山カＥ１に高いもの
ｔ必要とすること金意味する。すなわちβ〉１になる。
ｙＣ１β等）に１対１で比例する電圧を得るのに制御率
μ〉１では出力飽和圧よって基本波山カＥ１に高いもの
ｔ必要とすること金意味する。すなわちβ〉１になる。
乗算器１４α、１４βは制（１１ＩＩ電圧イＦｒ号Ｃ１
ａ、Ｃ１β に補正係数βに５１１！算して新たな制御
電圧信号ｅ ；、。
ａ、Ｃ１β に補正係数βに５１１！算して新たな制御
電圧信号ｅ ；、。
Ｃ１βとし、このイｄ号ｔイＵ准Ｈ二演贋、 ａ！１６
１６７に与えて３相の信号Ｃａ” 、ｅｂ＊、ｅａ”
’ｔｃ ４’４るようにしている。
１６７に与えて３相の信号Ｃａ” 、ｅｂ＊、ｅａ”
’ｔｃ ４’４るようにしている。
従って、制御率μく１のときは、関数演算器１２のＥＢ
＋αがＥｔ＊／ Ｅ＋ ＝ １になる関係から補正係数
演算回路Ｉ３の１１ｊ力βはｌＫあり、制御電圧信号Ｃ
４ｅ、βはそのままＣ１ｃ！” ｐ ｃｌ ７１ ”に
なって通常の非干渉制御になる。そして、制御率μ〉１
のときは、インバータ出力飽和による出力低下が補正係
数βとして制御電圧信号ＣＩ（Ｚ＋ＣＩβ 全高め、μ
〉１の範囲でも”Ｉａ＋Ｃ１βに比例した基本波出力全
書て非干渉制御上可能にする。なお、制御電圧信号Ｃ１
（１＊Ｃ１βを高めることでインバータ出力の飽和は一
層大きくなるが、これは基本波についてはｅｌｆｆ：＋
’ｌβに比例したもので高調渡分の増加には電動機１に
よって充分に吸収できるものである。
＋αがＥｔ＊／ Ｅ＋ ＝ １になる関係から補正係数
演算回路Ｉ３の１１ｊ力βはｌＫあり、制御電圧信号Ｃ
４ｅ、βはそのままＣ１ｃ！” ｐ ｃｌ ７１ ”に
なって通常の非干渉制御になる。そして、制御率μ〉１
のときは、インバータ出力飽和による出力低下が補正係
数βとして制御電圧信号ＣＩ（Ｚ＋ＣＩβ 全高め、μ
〉１の範囲でも”Ｉａ＋Ｃ１βに比例した基本波出力全
書て非干渉制御上可能にする。なお、制御電圧信号Ｃ１
（１＊Ｃ１βを高めることでインバータ出力の飽和は一
層大きくなるが、これは基本波についてはｅｌｆｆ：＋
’ｌβに比例したもので高調渡分の増加には電動機１に
よって充分に吸収できるものである。
ｔＡ施同に訃いては、α、β４［１電圧制陣信号全補正
する場合を示したが、本発明はこれに＃１足されるもの
でなく、３相電圧制御信号ｅ、＊ 、 ｅｂ” 、ｅｃ
＊ｃｌ正しても同様の作用効果？得ることができる。
する場合を示したが、本発明はこれに＃１足されるもの
でなく、３相電圧制御信号ｅ、＊ 、 ｅｂ” 、ｅｃ
＊ｃｌ正しても同様の作用効果？得ることができる。
また、極座標方式のベクトル制御では第５図に示すよう
に信号Ｃｊｌｌｔ＋Ｃ１βから絶対ｆ１α演算回路１５
で絶対ｌ１ｉＥ＋＊に得、位相演算回路１６でＣ＋ｃｒ
、Ｃ＋／のｆ）Ｚ相差ψ全書、両信号から相１１Ｔ、ｌ
ｌＥ演算回路７Ａによって各相電圧制御信号Ｃ，＊ 、
ｅｂ＊ 、ｅｃ＊ 、得ることから、絶対値Ｅ１ に上
記の補正係数β？乗算して新たな絶対ｆＩＫ胸とする乗
算器１７全設けることで同等の作用効果ケ得ることがで
きる。
に信号Ｃｊｌｌｔ＋Ｃ１βから絶対ｆ１α演算回路１５
で絶対ｌ１ｉＥ＋＊に得、位相演算回路１６でＣ＋ｃｒ
、Ｃ＋／のｆ）Ｚ相差ψ全書、両信号から相１１Ｔ、ｌ
ｌＥ演算回路７Ａによって各相電圧制御信号Ｃ，＊ 、
ｅｂ＊ 、ｅｃ＊ 、得ることから、絶対値Ｅ１ に上
記の補正係数β？乗算して新たな絶対ｆＩＫ胸とする乗
算器１７全設けることで同等の作用効果ケ得ることがで
きる。
また、実施列にお贋で、関数演算器Ｉ２はＥ、とＥｌの
特性全データテーブルとして記憶するものにすれば、補
正係数演算回路１３ヲ不要にしてテーブルから直接に補
正係数を読出すことができる。
特性全データテーブルとして記憶するものにすれば、補
正係数演算回路１３ヲ不要にしてテーブルから直接に補
正係数を読出すことができる。
〈発明の効果〉
本発明によれば、制御率μ〉１の範囲にも制御電圧信号
に一致するＰＷＭ電圧で電動機上ベクトル制御でき、イ
ンバータの容量ヲ増すことなく非干渉制御を可能にする
効果がある。
に一致するＰＷＭ電圧で電動機上ベクトル制御でき、イ
ンバータの容量ヲ増すことなく非干渉制御を可能にする
効果がある。
第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成図、第２図
はパルス幅変調動作を説明するための波形図、第３図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第４図（Ａ）及び
第４図＋Ｂ＋は本発明の動作説明のための制量率−出力
電圧特性図、第５図は本発明の他の実施列を示す要部回
路図である。 ２・・・ＰＷＭインバータ、３・・・補正回路、７，７
Ａ・・・相電圧演算回路、８・・・三角関数発生回路、
９・・・三角波発生回路、１１・・・絶対値演算回路％
１２・・・関数演算器、１３・・・補正係数演算回路、
１４α、１４β・・・乗算器、１５・・・絶対値演算回
路、１６・・・位相演算回路。 第２図 第４図（Ａ）
はパルス幅変調動作を説明するための波形図、第３図は
本発明の一実施例を示す要部回路図、第４図（Ａ）及び
第４図＋Ｂ＋は本発明の動作説明のための制量率−出力
電圧特性図、第５図は本発明の他の実施列を示す要部回
路図である。 ２・・・ＰＷＭインバータ、３・・・補正回路、７，７
Ａ・・・相電圧演算回路、８・・・三角関数発生回路、
９・・・三角波発生回路、１１・・・絶対値演算回路％
１２・・・関数演算器、１３・・・補正係数演算回路、
１４α、１４β・・・乗算器、１５・・・絶対値演算回
路、１６・・・位相演算回路。 第２図 第４図（Ａ）
Claims (1)
- 誘導電動機の二次磁束と二次電流ベクトル全パルス幅変
ト１方式インバータに与える制御電圧信号で互いに直交
させる制御全行なうベクトル制御装置において、制御１
１１電圧信号が搬送波信号よりも大きくなる制御率１以
上にはインバータの基本波出力ＰＷＬＦＥ特性から該基
本波で制呻′ｒｒＬ圧信号に一致する出力になるよ５に
該制御＠ＩＥ信号信号正補正手段會備えたことを特徴と
するＧ１導’ｉ（Ｚ動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58226425A JPS60121979A (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58226425A JPS60121979A (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60121979A true JPS60121979A (ja) | 1985-06-29 |
Family
ID=16844918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58226425A Pending JPS60121979A (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60121979A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS622890A (ja) * | 1985-06-27 | 1987-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58144577A (ja) * | 1982-02-08 | 1983-08-27 | シ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | パルス幅変調インバ−タの運転方法および運転装置 |
-
1983
- 1983-11-30 JP JP58226425A patent/JPS60121979A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58144577A (ja) * | 1982-02-08 | 1983-08-27 | シ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | パルス幅変調インバ−タの運転方法および運転装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS622890A (ja) * | 1985-06-27 | 1987-01-08 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ制御装置 |
| JPH0552155B2 (ja) * | 1985-06-27 | 1993-08-04 | Mitsubishi Electric Corp |
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