JPS5992621A - アナログ信号のサンプリング方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ■技術分野 本発明はアナログ信号のサンプリング方法に関する。

■従来技術 高機能なマイクロコンピュータ（以下ＭＣＵ；マイクロ
コンピュータユニットと言う）が安価に手に入る様にな
り、一般的な事務機械から家電に至るまで応用が普及し
、機器の性能が飛躍的に向上した。しかし一般的なＭＣ
Ｕはディジタル信号を取り扱うものでほとんどでＭＣＵ
によって処理させる場合はアナログ信号をデジタルに変
換しなければならない。

それにはＡ／Ｄコンバータを用いて、所定のタイミング
でサンプルホールドしたアナログ信号のレベルをＡ／Ｄ
変換によって量子化して、そのビットパターンをＭＣＵ
が処理してプログラムによって何らかの結果を出力する
。その出力を再びアナログ信号に変換して電気回路に送
り出す場合もある。即ち、アナログ信号→デジタル処理
→アナログ出力という形で制御処理を行なう。

この様にアナログ信号をデータとしてアクイジションす
る場合、アナログ信号は時々刻々非常に早い速度で変化
している場合が多い。

近年アナログデータの収集、解析などにミニコンやマイ
クロコンピュータを適用することが多くなって来ており
、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータがプロセスとコ
ンピュータのインタフェースとして利用されている。

各種のセンサ、計測器からの信号をデジタル的に標準化
して扱おうとする場合、信号源がほとんどアナログ量（
電圧、電流、抵抗値など）であることから、Ａ／Ｄコン
バータ存在が用いられる。

一方Ａ／Ｄ変換中に測定信号が変化していると測定に大
きな誤差を与えるので、サンプリング・ホールドを使用
してＡ／Ｄ変換中に測定信号が変化しない様にすること
が必要である。第１図にデータアクイジションシステム
と呼ばれるＡ／Ｄ変換のシステム図を示す。アナログマ
ルチプレクサ。

サンプルホールド、Ａ／Ｄコンバータはモジュール化お
よびハイブリッド化されていることが多い。

この様にして一瞬のうちに変化するアナログ量をサンプ
ルホールドして記憶しておき、その値をＡ／Ｄ変換すれ
ば、誤差のない変換データが得られる。

ＭＣＵ化の応用が進み、精度の高い自動制御が経済的に
実現する様になった。その応用の範囲はおもちや、家電
、から一般用民生用機器、プラントに至るまで普及して
来た。従来これらはアナログ電気回路による処理と制御
に依存していた。安価なＭＣＵによって自動制御系のデ
ィジタル化が達成出来た。ＭＣＵを用いたデジタル化の
目的は以下の改善にある。

（１）アナログ部品を用いたために生じる環境因子によ
るドリフト、特に温度補償を行なう必要が無い。

（２）制御の状態を数値で管理出来るから、フィードバ
ック系における処理を正確に行なうことが出来る。

第２図にサンプルホールド回路の一例を示す。

演算増幅器（オペアンプ）ＯＰｌはアナログ信号を増幅
するバッファに用いられている。所定のタイミングでＦ
ＥＴトランジスタによるスイッチＳ１によってＯＰｌの
出力がオペアンプＯＰ２に伝達され、コンデンサＣ１に
チャージされる。ＦＥＴトランジスタスイッチＳ１＋５
２を切り替えてサンプルとホールドを所定のタイミング
によって交互に行なう。

ゲート信号をＭＣＵのプログラムによって生成す３− るが、ＭＣＵは他の制御処理も実行しており、この様な
りリテイ力ルな動作をＡ／Ｄ変換するために、サンプリ
ング周期をプログラムで行い、かつＡ／Ｄ変換されたデ
ータをＭＣＵに取り込んで、処理を行う。このために他
のタスクを実行しながらデータアクイジションのために
他のタスクの実行のあいまにこの様なサンプリングを行
なう。その都度行なうから、スピードの早いＭＣＵを使
えば、動作として問題が生じないが、プログラムの実行
容量が大きかったり、ＭＣＵのスピードが遅かったりす
るとフェッチミス（データをとってこないこと）とか外
部から入力するクロックパルス等のカウントに失敗した
りすることがある。

第３図に、Ａ／Ｄコンバータに富士通製の汎用型変換器
ＭＢ４０５２とのインターフェイスの例を示す。これは
アナログ入力４チヤンネル、分解能８ビツトのシリアル
入出力方式によるＡ／Ｄコンバータを用いている。ＭＣ
ＵからクロックパルスをＳｉｎに送り込むとこのクロッ
クに同期してＡ／Ｄ変換データがシリアルに出力される
。ＰＳｔｔ４− ＰＳ２はアナログ入力のチャンネルＡＳ１〜ＡＳ４のセ
レクタ信号で同様にＭＣＵのボートより出力されて切り
替える。Ｒｓはレンジセレクト信号でＨの時変換レベル
は０〜Ｖｃｃとなり、Ｌのとき０〜１／２Ｖｃｃとなる
。変換時間は５０μｓｅｃであるが、実際にはＭＣＵか
らチャンネルのセレクタ。

シリアル入出力の動作を含めると変換に要する時間は１
００μｓｅｃが限度である。

さらにサンプルホールドのためにゲート信号の管理を行
うからタスクの実行中に、この様なデータのアクイジシ
ョンを行うプログラムをサブルーチンにしておき、この
Ａ／Ｄコンバータの実行を行うが、先に述べた様なりリ
チカルな動作を行なうことになるから、構成として好ま
しいものではない。例えば、早い信号をつかむとか、プ
ログラム容量が大きくて、いろいろなタスクの実行をす
る時、例えば０．５ｍ５ｅｃの連続して入力されるタイ
ミングパルスの読みとりミスが生ずる。

第４図は複写機の光源に用いる蛍光灯の明るさをフォト
センサでセンシングして光量のフイードバック制御を行
なう場合のシステム構成を、第５図はＡＩＤ変換タイミ
ングを示す。蛍光灯は高周波２０ＫＨｚで点灯され、デ
ユーティ制御（ＰＰＭ；パルス位置度＠）されて調光さ
れている。人の目には調光され明るさが変わって見える
が、フォトセンサは応答が速いため、ＰＰＭ制御のリッ
プル分を含んだフィードバック信号を生ずる。１サイク
ルのパルス周期が２０ＫＨｚと速く、フォトセンサの出
力は細かなリップルが多く重畳した形となる。従って積
分回路を通してこれをサンプリングして、一定の周期で
Ａ／Ｄ変換する。積分回路を用いないでフ第１・センサ
の出力を一定のサンプリングでホールドしても、リップ
ルのでたらめなデータを拾い、きわめて誤差の多いＡ／
Ｄ変換となる。そこでＣ，Ｒ時定数回路で積分回路を構
成し、これを通した信号をＡ／Ｄ変換する。

しかしこの様な光量の検出では積分回路の時定数による
検出の遅れが生じ、制御系全体の応答性が悪くなる。又
、先にも述べたように、受動部品の点数（積分回路）が
増加することによってドリフトの影響を受けやすくなり
、系全体の精度が落ちる。

■目的 本発明は、変化が激しく、又速度の速いアナログ信号の
サンプリングを積分回路およびサンプルホールド回路を
用いることなしに正確にデジタル変換することを目的と
する。

■構成 第６図はＭＣＵを用いたデジタル処理によるフィードバ
ックの形態を示した。ここで近年多機能化、処理容量の
著しいＡ／Ｄ変換器付のＭＣＵを用いるとブロック２〜
５まで、同一のＭＣＵのチップ上で達成できる。ここで
の応答の遅れは、ＭＣＵの演算時間のみによって決定さ
れる。サンプリングはＡ／Ｄ変換を複数回行って複数の
データをとり、平均化する。これは、積分とサンプルホ
ールドを同時に行なうことになる。これによってデータ
のサンプリングによる遅れと種々な管理プログラムの実
行等の煩わしさから解放されることになる。

７− 複写機の応用を例に話を進めよう。複写機の自動制御系
としてはこの様な露光ランプの光量のフィードバックと
、定着ヒータの温度コン１−ロール。

トナー濃度のコントロール、帯電電位コントロール（コ
ロナ放電コントロール）、駆動源におけるサーボモータ
のコントロール等がある。温度に関しては、ヒータの近
くにおいて温度を検知するＮＴＣ（負特性サーミスタ）
、ＰＴＣ（ポジスタ）、又非接触で検知するための赤外
線焦電センサがある。トナー濃度に関しては密度の変化
を検知するためのしくインダクタンス）の変化を周波数
の変個としてとり出すためのセンサとしてのＬコイルが
ある。帯電電位センサは複写機の感光体のフォトコンダ
クタ−の電位を検知すめための静電界チョッパ形の静電
４位センサ、駆動系のモータの回転と位置の検知のため
のサーボ用エンコーダがある。

この様な複写機の自動制御系のセンサがら出力信号を得
て演算処理を行う。この系の中で応答を速くし、精度を
高くするのが自動制御系の質を向上Ｂ− させることになる。先にも述べた様に、１つのアナログ
信号から複数回のデータサンプルとＡ／Ｄ変換を行ない
、それぞれのデータを個別のレジスタに格納してその平
均を演算してそれを処理データとして使用する。例えば
、特に複写機の露光ランプの蛍光灯の光量のセンシング
について述べたが、次の例は複写機のハロゲンランプの
入力変動を検知するためのサンプリング例である。ハロ
ゲンランプの光量は入力電圧の３．８乗に比例するため
、ごくわずかな変動が大幅な光量の変化となって現われ
る。これを補償するために入力電圧を検知して位相制御
量としてフィードバックを行う。

これに関しては特開昭５６−６５５６７号公報及び特願
昭５５−１７５６７２号に開示している。

Ａ、Ｃ，入力をトランスでステップダウンして全波整流
（積分回路は入れない）波をサンプリングしてＡ／Ｄ変
換し、変動量をＭＣＵが演算して位相制御の移相量とし
て補償する。

第７図にＡ、Ｃ，電圧の検知方法を示す。Ａ／Ｄ変換す
るためにトランスでＡ、Ｃ，１００Ｖをステップダウン
して全波整流し、その脈動波を直接Ａ／Ｄ変換する（コ
ンデンサＣ８は整流器の保護用である）。第８ａ図にこ
のサンプリング方法を示す。ゼロクロスパルス（ＺＣＰ
）をＭＣＵが認知したらＭＣＵの内部カウンタをスター
トしてサンプリング周期ｔを設定する。そして８１〜Ｓ
４まで４回のサンプリングを行なう。こうして平均値Ｓ
。をとれば、例えばアナログ信号が歪んでいても、その
データはいつも平均値を示すから誤差となって現われな
い。サンプリングする周期ｔ１はいつも同じポイントか
ら始まるからある一定の帯域幅Ｔｏの平均値ということ
になる。

このことは、商用交流波でなく高周波を含むセンサ出力
にも同様である。高周波は周期性をもったものであるか
らサンプリング周期を決めておけば一定の帯域における
平均値を演算することになる。

以上１つのアナログ信号をデジタル変換する１つの態様
を示した。次にサンプリングと変換時間に付き述べる。

ミニコンやマイクロコンピュータによって、アナログ信
号をデジタル処理よって扱おうとするデータアクイジシ
ョンシステムにおいて、常に頭に入れなければならない
こととして、データのディジタル化に対する精度と変換
速度がある。Ａ／Ｄコンバータの変換時間は速ければ速
いほどよいが、装置価格が高くなる。精度を高くするに
は速い変換速度で、短い周期でＡ／Ｄ変換しなければな
らない。

アパーチャタイムに起因する変換誤差をなくすために、
従来は積分回路とサンプリングホールド回路を用いてい
たが、本発明ではスピードの速いＡ／Ｄコンバータ（た
とえばフラッシュ形Ａ／Ｄコンバータ）とＭＣＵを組み
合せ、常時複数回のサンプリングを行って、前後のデー
タを比較して突出した値であればノイズとしてその値を
除去し、残りのデータを平均し、あたかも積分回路とサ
ンプルホールドを一体とした処理とし、高速なアナログ
−デジタル変換を行なう。これによれば高速な変換が可
能であるからピーク値ホールドも可能になる。それに特
別なアナログデバイスによる外１１一 部回路を必要としないから周囲条件（温湿度）による影
響も少ない。

どれだけのサンプリング時間があれば正確に入力信号を
サンプリングできるか（入力信号に追従できるか）が問
題になる。この時間はサンプル時のセットリング時間に
等しく、一般にサンプルホールドのアクイジション時間
と呼ばれ、サンプルホールドの性能を表わす重要な項目
である。

第９図に、アナログ信号とアクイジション時間の関係を
示す。このアクイジション時間は、ホールドモードから
サンプルモードに切り替わった時点から、許容誤差内（
たとえば±０．１％とか、±０．０５％以内）に追従す
るまでの時間で示される。この時間はおもに、サンプル
用スイッチとホールド用コンデンサの容量による時定数
、オペアンプのスルーレートなどで決まる。本発明では
高速Ａ／Ｄコンバータ（フラッシュ）を用いてＭ、ＣＵ
との組合せによって、セレクトモード、ピーク値検出モ
ード、およびレンジセレクト、の３つの設定を行なう。

セレクトモードは、定期的に複数１２− 回のサンプリングを行なって平均値を演算するモード、
ピーク値検出モードは所定時間内の最高。

最低値の検出を行なうモード、およびレンジセレクトは
最大Ｖｄｄ−Ｇでグランドにオフセット電圧（Ａ／Ｄコ
ンバータの一レベル）を積みかさねて変換の分解能を上
げるモード、である。

レンジセレクトモードにつき少し説明を加えると、Ａ／
Ｄコンバータの逆相入力端子（通常は接地）に所望の直
流オフセット電圧を加え、それを基準電位とし、何らか
の理由で接地まで振れない入力信号を扱うこともできる
。このＡ／Ｄコンバータは差動入力端子間の電圧差を変
換することを考えれば、逆相入力端子に直流電圧Ｖｌｏ
ｗを加えると、正相入力電圧もＶｌｏｖのときデジタル
出力符号は全ビットしになる。このことは実際のシステ
ムに使う上で非常に便利で、数ｍＶ程度でなく数Ｖもの
範囲で零調整が可能になる。

アナログ入力電圧のダイナミックレンジをスパンともい
う。これはフルスケールに関係するものである。通常、
５ＶフルスケールのＡ／Ｄ変換器と言えば、この範囲の
入力電圧に対してだけディジタル符号を出力するに過ぎ
ないが、実際の多くのシステムでは、アナログ電圧を接
地レベルぎりぎりまで振ることに問題があるだけでなく
、逆に、いかに正の電源電圧の近くまでアナログ入力信
号を振れるか、も問題になる。しかし、基準電圧を下げ
ることにより所望のアナログ電圧に対して全ビットＨの
出力符号が得られ、これを利用してどんなアナログ入力
スパンにも合うように調整できる。

このスパン調整を用いれば、Ａ／Ｄコンバータの分解能
（ビット数）が少なくても、オフセット電圧をプログラ
ムすることによって偏位分のみサンプリング出来るから
逆に分解能が向上することになる。そこで本発明では、
入力アナログ信号の変動範囲（スパン幅）に合せてオフ
セット電圧をプログラムしてＡ／Ｄコンバータのレンジ
をアナログ信号の変動範囲に合せて分解能を向上させる
。

例えば、第８ｂ図にし示すように交流入力をトランスで
ステップダウンしてピーク値１００ｖで４■になるよう
に電圧比を設定し、変動値のみを検出出来るように２ｖ
のオフセット電圧を与える。

すると実際には第８Ｃ図に示すように変動値のみが現わ
れる。したがって検知したい所だけスライスしてＡ／Ｄ
コンバータの入力に印加することになり、Ａ／Ｄコンバ
ータのスパン幅が広がることになる。この時のＡ／Ｄコ
ンバータのレンジを２゜５ｖに設定すれば、分解能が向
上する。この例は複写機のランプ光量制御に適用できる
。

第１０図に本発明を一態様で実施する装置構成を示す。

これにおいては、ＭＣＵにインテル社の８７５１を用い
た。８７５１は、ブーリアンプロセッサと称して、８ビ
ツトで乗、除算命令を備えて、１２ＭＨｚのクロックで
動作するワンチップマイクロコンピュータである。Ａ／
ＤコンバータはＲＣＡ社のＣＡ３３００Ｄである。ＣＡ
３３００Ｄは１５ＭＨｚで動作する並列形フラッシュＡ
／Ｄコンバータである。先に述べたようにスパン幅をプ
ログラムするためにオフセット電圧の調整を行なうため
にＤ／Ａコンバータを備えている。

１５− これはＭＣＵよりデータバス（ＤＢｏ　”ＤＢ７）を通
してコードを送ることによって、その値に応じてオペア
ンプＯＰ３を介してアナログ電圧を発生する。このアナ
ログ信号をＡ／Ｄコンバータの逆相端子（−ＲＥＦ）に
入力してオフセット電圧の調整を行なう。ＭＣＵはアナ
ログ信号のアクイジションに応じてスパン幅のプログラ
ムを行なうことが出来る。

このシステムにおいて、ＣＡ３３００Ｄは＋ＲＥＦに印
加したＶｄｄより−ＲＥＦに与えたオフセット電圧のス
パン幅をもつことになる。

サンプリングを開始するプログラムルーチンに来たらＭ
ＣＵはＡ／Ｄコンバータのクロック回路のゲートを開き
、クロックを与える。これはボートＰｊＯによって、次
にＰｌｌよりＣ８にストローブ信号を送って、ＭＣＵよ
り所定のタイミングでＲＤ倍信号よってその立下りエツ
ジでデータを読む。

ＣＡ３３００Ｄの変換時間は６６ｎｓｅｃである。通常
データとして使用するアナログ信号は、センサ１６− から入力されるが、ｎ５ｅｃのオーダで変化するものは
少なく、そのほとんどがノイズレベルである。

従って実用上、積分及びホールド回路の必要なしにピー
クホールドが可能になる。

第１１図にサンプリング例を示す。サンプリング回数は
、その時の状態に応じてｎ回行なう。サンプリングの周
期Ｔ１〜Ｔｎは、等しい値であり、例えばＭＣＵ３７５
１の内部カウンタを使用して、ソフト割り込みを発生し
て周期的に行なう。例えば、その周期を５００＋ｎ５ｅ
ｃとした場合、８７５１の内部カウンタを５００ｍ５ｅ
ｃにし、８７５１に１２ＭＨｚの水晶を接続した場合、
内部クロックは１μｓｅｃであるから、５Ｘ１．Ｏ’回
のカウントを行なう様にプログラムする。この場合は５
００ｍ５ｅｃ毎に内部割込みが発生して、サンプリング
周期が定まる。１回のサンプリング周期で実行プログラ
ムで設定した回数のＡ／Ｄ変換を行なう。

第１２図にＡ／Ｄ変換の動作フローを示す。このフロー
の各ステップの内容は次の通りである。

５ＴＥＰ−１サンプリングを開始する。先に述べたよう
に、このルーチンはＡ／Ｄ変換を実際に行なうルーチン
であり、サンプリング周期は図示しないメインルーチン
の割り込みによって周期的にこのルーチンをコールする
形になる。

ＳＴＩ”ｉＰ　−２Ａ　／　Ｄコンバータのクロックの
ゲートを開き、発振を開始する。応用によってはこのク
ロックは電源ＯＮと同時に発振スタートしてもよい。

５ＴＥＰ　−３逆相端子（−ＲＥＦ）にオフセット電圧
を印加して変換のスパン幅を設定する。

５ＴＥＰ−４Ａ／Ｄ変換の回数を設定する。平均値をと
りたい場合は、複数回、つまりｎ回行なう。

単調増加の緩慢な立上りを示す信号は平均化（積分）す
る必要がないので、−周期一回のＡ／Ｄ変換でよい。積
分時間（平均をとるための複数回のＡ／Ｄ変換の延べ時
間）は、Ａ／Ｄ変換の回数（たとえば１回のサンプリン
グに、変換時間と処理時間（データをメモリに移す時間
）を含めて１０μｓｅｃ要した場合で、１０回のサンプ
リングを行なうと１００μｓｅｃが積分時間相当となる
。）この時間に１ｍ５ｅｃ要する場合は、１００回のサ
ンプリングを行なえばよいが、１００回は実用上不必要
であるから、周期時に、１００μｓｅｃ毎に１０回行な
う。

５ＴＥＰ　−５クロックの立上り又は立下りによって変
換を行なう。

５ＴＥＰ　−６リード信号（ＭＣＵよりのストローブ信
号）の立下りによってデータがパスラインよりＭＣＵに
入力される。

５ＴＥＰ　−７変換されたデータをレジスタ又はメモリ
Ｒｍ１　、　Ｒｍ２　、　　・・・Ｒｍｎに順次格納す
る。

５ＴＥＰ　−８設定された回数のＡ／Ｄ変換を行なった
か否かテストする。

５ＴＥＰ　−９セレクトモードか否がテストする。

５ＴＥＰ−１０セレクトモードであるからｎ回Ａ／Ｄ変
換したデータの平均値の演算を行なう。

Ｒｍ１＝Δ１　、　Ｒ＋ｎ２　＝Δ２．・・・：変換デ
ータＲｍｍ＝Δ：平均値 ５ｔｅｐ−１１平均値データ（積分値）Δを°レジスタ
Ｒａに格納する。

１９− ５ＴＥＰ−１２ピーク値検出のテストを行なう。ピーク
値検出モードでなければ通常のＡ／Ｄ変換（１回のサン
プリング）であるから５ＴＥＰ−１５にジャンプしてデ
ータの格納を行なう。

５ＴＥＰ　−１３サンプリングしたデータの内から最大
値Δｍａｘ、最小値Δｍｉｎの演算を行なう。

５ＴＥＥＰ−１４データの格納を行なう。メモリ又はレ
ジスタＲｃ、Ｒｄに最大値データ、最小値データを格納
する。

以上本発明の特徴および一つの実施例に付き述べた。次
に複写機における光源ランプ（蛍光灯）の光量制御を、
電圧変動の影響なくおこなうシーケンスコントロールに
おける、Ａ／Ｄ変換の実施例を説明する。第１３ａ図お
よび第１．３　ｂ図に、このシーケンスコントロールを
行なうシステム構成および被制御系を示す。マイクロコ
ンピュータＭＣＵ１はインテル社の８ビツトワンチツプ
マイクロコンピユータであり、ＲＯＭ４にバイト、ＲＡ
Ｍ１２８バイト、１６ビツトカウンタ２チヤンネル、外
部割込み２チヤンネル、それに８ライン２０− のポート３つを含む強力なマイクロコンピュータである
。クリスタルに１２ＭＨｚをつけた時、その実行時間は
１インストラクシヨン１μｓｅｃである。イベントカウ
ンタＴ。、Ｔ１にはタイミング用のクロックパルスとシ
ーケンス開始時の同期パルスが入力する。このカウンタ
は１６ビツトで６４．０００個のパルスのカウントが可
能であり、プログラムの実行とは関係なく、ハード上で
カウントを行なう。従って従来複写機のタイミングパル
スのカウントにそれを割り込み端子に入力させて、ソフ
トウェアでカウンタを形成することが行なわれて来たが
、これだと、パルスが入力する毎に割込みが発生し、プ
ログラムの実行に支障をきたす事が多かった。パルスが
高速になる程（例えば周期５０μｓｅｃ毎に割り込みが
発生する）、この傾向は強く、プログラムの実行時間が
遅延して誤動作を起す原因になっていた。イベントカウ
ンタのタイミングパルスの読み取りによってこの様な問
題は無くなった。

外部割込みＩＮＴ　Ｏには交流（商用交流）のゼロクロ
スパルスが入力される６ＭＰＵ１８７５１の割込みは、
レジスタにフラグを立てることによって立下りパルスに
よるエツジ検知が可能で、本件ではゼロクロスパルスの
エツジを検出して内部カウンタを起動して、交流の電力
制御を行なう。ヒータ、ｎ光ランプの自動制御を特別な
回路を使用しないで、ＭＰＵのみで行なうことが出来る
。もう１つの外部割り込みＩＮＴ　１には、ボートＰ１
の入力ライン８つのオア（論理和）をとって入力しであ
る。これは複写機の外部装置として、ソータ。

コレータ、ＡＤＦ、料金カウンタを付属させるこが多く
なり、これらとのインターフェイスを、ＵＡＲ，Ｔ　（
Ｒｘｄ、　Ｔｘｄ）に接続したもう１つのマイクロコン
ピュータに、ディジチェーン方式によって接続して使用
するケースが多くなった。多くの外部装置が付属する時
、回線の使用をホストＭＣＵ（本件ではＭＣＵｌ）に許
可を求めて、使用権を得るために、Ｐｌに外部装置より
アクノーリッジ信号を出して認めさせるものである。Ｍ
ＣＵｌはｌＮＴ１に割込みが入るとＰｌをポーリングし
てどこから来たのか判別を行なう。この例では、外部装
置を付属させる時にはＭＣＵ２のボートよりＣＮ２−１
を介してＭＣＵＩのＰｌに割込みを入力する。ＭＣＵ２
はＣＮｌ−１，ＣＮｌ−２およびＣＮ２−１を介してＭ
Ｃ１Ｌｔに接続されている。

ＭＣＵｌｕが認知した時、ＵＡＲＴよりアドレスコード
を送り、ＭＣＵ２との間で回線の使用が実行されて、相
互のデータ転送を行なう。ソータ。

コレータ、ＡＤＦ　（自動原稿供給装置）、料金カウン
タ、その他のＯＣＲを接続した場合もこの方法によって
行なう。従ってＭＣＵ２からはキー人力した情報を、Ｍ
ＣＵｌからはシーケンスの状態。

パルスモータの指令、それに表示データを転送する。第
１および第２のマイクロコンピュータＭＣＵ　１＋　Ｍ
　ｃ　ｕ　２は前述の８７５１であるが、これは単体で
４にバイトのＲＯＭ、１２８バイトのＲＡＭを持ってい
るが、これだけでは足りないので外部にＩ　Ｏ／ＲＯＭ
　（８７５５）と、バッテリでバックアップされたＣＭ
Ｏ８ＲＡＭ　（富士通８４１６．２にバイト２個）を加
えている。これに２３− よってＲＯＭは６にバイト、ＲＡＭは４に＋＋２８バイ
トになっている。

音声合成器ＳＰＣはこれ自体で３２にビットのスピーチ
メモリを有しており、２６ｓｅｃのスピーチが可能であ
る。ガイダンスにこれだけでは不足なので、外部に１２
８にビットのＲＯＭを加えて合計で１００ｓｅｃのスピ
ーチを可能としている。

このシステムでは原稿濃度と原稿のサイズの検知を自動
的に行なっており、４ビツト８チヤンネルのＡ／Ｄコン
バータ（リコー製ＲＰ２ＰＯ１）ＡＤＣＩを加えている
。これにフォトセンサ４個の入力髪パラレルに入力し、
ＭＣＵ、の指令によってＡ／Ｄ変換し、濃度とサイズを
検知する。

カレンダ一時計ＩＣは日立製ＨＤ　１４６８　］、　８
で２４ピンのＩＣである。基準周波数は３２．７６８Ｋ
Ｔ（７，，１，０５ＭＨ２，４，１，９ＭＨ２の中より
任意に選べる。時１分２秒２月９日、曜日のデータを内
蔵している。データ形式はＭＣＵｌのパスラインによっ
て入出力される。従ってこのデータを機械の表示パネル
にも出せるので、時計表示２４− を行なうことが出来るし、又、感光体上の適当な位置（
コピー原稿の余白にあたる所）にＬＣＤ（液晶）を対向
させておいて、日付を入れることも出来る。この様な時
計を利用して、時間を計数することによって各メインパ
ーツのモニターを行なうことが出来る。例えばランプの
劣化を見るために、光景のチェックを行なったり、入力
電圧の偏差（変動）をテストしたり、モータの負荷電流
。

回路電流、電圧等のロギングを行なうことが出来る。

ＭＣＵ２は主に自動制御系、駆動制御（サーボ。

パルスモータ）及び操作表示のタスクを分担する。

Ｍ　ＣＵ　２はＭＣＵｌと共にインテル社の８７５１で
あり、マルチプロセッサの組合せとなっている。

ＭＣＵ２はボート対応で高速Ａ／ＤコンバータＡＤＣ２
（第１０図に示した３３００Ｄと同じもの）のオフセッ
ト電圧調整回路をアクセスする。これは状態に応じてス
パン幅を設定するもので、先に示した第１０図において
はＤ／Ａコンバータとオペアンプの組合せでＡ／Ｄコン
バータの逆相端子−ＲＥＦへオフセット電圧を与えた。

この方法だと微細な電圧設定が可能であり。

調整電圧＝　Ｖｃｃ／　２５６としたが、複写機におい
ては少々荒っぽい設定で十分であるからこの実施例では
、電圧調整回路として第１４図に示すように、ダイオー
ドＤ１〜Ｄ４で４種の比較電圧を得て、これらの１つを
アナログスイッチＡＳＷで選択してＡ／ＤコンバータＡ
ＤＣ２の逆相端子−ＲＥＦに印加する構成としている。

どの比較電圧をＡ／ＤコンバータＡＤＣ２に与えるかは
、ＭＣＵ２がプログラムに基づいてデコーダＤＥＣに指
示する。ダイオードの順方向の電圧降下を利用して、Ｍ
ＣＵ２より２ビツトの設定信号をデコータＤＥＣで４つ
に分けて指定したアナログスイッチを閉じる様になって
いる。■が指定されるとスパン幅は０〜Ｖｃｃ（Ｖ　ｄ
　ｄ　）になる。２が指定されると、ダイオードＤ１の
順方向降下分が重なって０．６〜ｖｃｃとなり、３が指
定されると１．２〜Ｖｃｃとなり、４が指定されると２
．４〜Ｖｃｃとなる。この方法だとＤ／Ａコンバータを
使用するより安価に回はＭＣＵ２のＲＤ倍信号応答して
変換データをパスライン（第１０図にＤＢｏ−ＤＢ７で
示すものに対応するもの）に出力する。

このＡ／Ｄコンバータのチャンネルに露光ランプの光量
モニター用のフォトセンサの信号が入力される。Ａ／Ｄ
コンバータＡＤＣ２をセレクトモードで使用することに
よって各タイミングにおける平均値を自動的にフェッチ
することが出来る。この方勢によれば、外部に積分回路
、サンプリングホールド回路等の付属回路を接続しない
で、精度の良いデジタルフィードバックデータを得るこ
とができる。

第１３ｂ図に示すＭＣＵ２には、この他に光学系のスキ
ャン用のサーボモータ、変倍時のレンズの設定用の（レ
ンズ駆動用の）パルスモータ、それに表示、キースイッ
チマトリクスが接続されている。ＭＣＵｌをメインのホ
ストコンピュータとし、複写機のシーケンスコントロー
ルのジョブを実行する。ＭＣＵ２はこの様な自動制御系
の一部２７− （元旦コントロール）と光学系スキャン操作２衷示のタ
スクを実行する。

Ｍ　ＣＴＪ　、とＭＣＵ２はシリア）Ｉ）Ｉｌｏ、ＵＡ
ＲＴによって相互に情報を交換して、その時々のシーケ
ンスの状態、自動制御の状態を認識し合う。

Ｍ　ＣＴＪ　２には音声認識装置を接続している。これ
は、キーカードの役割をはだすもので、すでに登録しで
ある声と、入力した声をスペクトラム分析し、一致して
いればコピー可とするシステム構成である。従来キース
イッチ又はキーカードを用いて行なっていたものが、音
声入力によって個人の音声の特徴を登録しておいて、特
別なキーなどを用いないで、特定のユーザのみ使用可と
する。又、テンキーによらないで、音声にて枚数のセッ
ト。

コピースタート、ストップも行なう。音声認識ユニット
は、インターステイト社の音声認識チップＶＲＣＯＯ８
で構成されている。

原稿濃度パターンの検出では原稿画像を受けるフォトセ
ンサの信号をデジタル変換して検出信号の最大値および
最小値を求める。第１５ａ図に原２８− 稿濃度検出部を含む複写機構の概要を、第１５ｂ図に原
稿濃度検出部のみの概要を示す。第１５ａ図においてキ
ャリッジ７に照明灯（ハロゲンランプ）８．結像用セル
フオクレンズアレイ９．メインチャージャ１０．チャー
ジャ用高圧電源１１および原稿濃度検出用のファイバー
レンズアレイ１２およびフォトセンサ１３が装着されて
いる。

第１回のコピー動作の時、あるいはコピー動作の前の予
備走査において、キャリッジ７がコンタクトガラス板２
３とベルト感光体１４の間で右方に駆動されている間に
、フォトセンサ１３のそれぞれの検出信号を高速でＡ／
Ｄ変換して原稿面各部の濃度を求める。そして原稿面の
地肌と画像の濃度比を求めて自動調光設定（露光量の設
定）をし、検出濃度の最大値と最小値より現像バイアス
電圧を設定する。第１５ｂ図を参照すると、ＭＣＵはこ
の濃度検出において、マルチプレクサ２５を定周期で切
り換えてフォトセンサ１３のそれぞれの検出信号を繰り
返しＡ／Ｄ変換して各部の濃度データを得る。最大、最
小値の比が小さい程パイアスミ圧をアップし、地汚れが
出るがコントラス１−のはっきりしない画像の再現性を
高め、又、比が大きい程コントラス１−の良い原稿であ
るから、地肌の抜けを良くするため小さなバイアスを印
加する。この応用では光学系の作像を行ないながら実時
間でデータアクイジション及びフィードバックを行なう
から変換時間の速いＡ／Ｄ変換が要求される。この例で
は、したがって数回のサンプル値で平均値を求める（ピ
ーク値検出モード）。

第１６図に標準パターン濃度を検出してコピー濃度制御
を行なう機械系のシステム構成を示す。

この例では、標準パターン２７はランプ８で照明され、
第１ミラー２８．第２ミラー２９．第３ミラー３０．レ
ンズ３１および第４ミラー３２で感光体ドラム３３上に
投影され、現像器１５で現像されてトナー像となり、こ
のトナー像の濃度が複数個の発光ダイオード３４で照明
されて複数個のフォトセンサ３５で検出され、図示を省
略したが。

Ａ、　／　ＤコンバータとＭＣＵでデジタルデータに変
換される。検出データに基づいてＭＣＵのデータテーブ
ルをアクセスしてトナーの補給量を設定する。トナーの
付着量を正確に検知するため、たとえば発光ダイオード
３４とフォトセンサ３５を３組とし、第１７図に示すよ
うに、スポット径６１１ＩＩｌφの３点３６１〜３６３
を検出するようにしている。この場合でも、ドラム３３
が回転しているので、Ａ／Ｄ変換の変換速度が速いこと
が要求される。

以上述べた様に、複写用のデータアクイジションはその
状態に応じて最大、最小値検知、積分値。

平均値演算のモードにてアクイジションする。次に、照
明灯の光量検出、原稿濃度検出、パターン濃度検出およ
び定着温度検出を行なうシステムフローを示す。これは
第１８図に示す。各ステップの内容は次の通りである。

５ＴＥＰ−１電源変動を検知してランプにフィードバッ
クする。光量安定化コントロールか否かのチェックを行
なう。

５ＴＥＰ　−２蛍光灯高周波点灯か否かのチェックを行
なう。

３ｌ− ５ＴＥＰ　−３蛍光灯高周波点灯であるから数回サンプ
リングを行なって平均値を出す。積分モードで動作する
。

ＳＴＦ！Ｐ　−４ハロゲンランプのコントロールである
。交流半波を複数回サンプリングしてデータテーブルの
値と比較する。

５ＴＥＰ　−５原稿濃度パターン検知か否かのチェック
を行なう。

５ＴＥＰ　−６最大、最小値の検知を行なう。中間値は
捨てる。

５ＴＲＰ−７トナ一濃度制御のテストを行なう。

５ＴＥＰ　−８スポット径内を実時間で３回サンプリン
グしてその平均値を出す。

５ＴＥＰ　−９温度制御のテストを行なう。

５ＴＥＩ’−１０定時サンプリングを行なう。この場合
速いサンプリングは必要でなく、プログラムの実行が一
周する毎にテストすれば良い。

以上述べた様に本発明は複写機などのデータアクイジシ
ョンをその制御対象に応じて、積分モード、最大、最小
モード、サンプリングモード、定３２一 時サンプリングモードなどのいずれにも実施出来る。

■効果 本発明によれば、オフセット電圧をコントロールしてＡ
／Ｄ変換の分解能を上げることが出来るし、また積分回
路やサンプリング回路を用いないので１回路要素が少な
く、装置構成が簡単となり、温度等による検出誤差が少
なくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＡ／Ｄ変換システム構成を示すブロック
図、第２図は従来のＡ／Ｄ変換に用いられるサンプルホ
ールド回路の構成を示す回路図、第３図はマイクロコン
ピュータＭＣＵを用いる従来のＡ／Ｄ変換システムを示
すブロック図、第４図は従来のＡ／Ｄ変換を用いる光量
自動制御システムの構成を示すブロック図、第５図は該
光量制御のＡ／Ｄ変換タイミングを示すタイムチャート
である。 第６図は本発明のＡ／Ｄ変換のシステム概要を示すブロ
ック図、第７図は検出対象交流とＡ／Ｄコンバータの間
に介挿する電気回路を示す電気回路図、第８ａ図は検出
対象交流とＡ／Ｄ変換のタイミングの関係を示すタイム
チャート、第８ｂ図は検出対象交流とオフセット電圧の
関係を示す波形図、第８ｃ図はスパン幅内の検出対象交
流電圧を示す波形図、第９図は変化速度が速いアナログ
信号のＡＩＤ変換タイミングを示すタイムチャートであ
る。第１０図は本発明を一態様で実施する装置構成を示
すブロック図、第１１図はＡ／Ｄ変換タイミングを示す
タイムチャート、第１２図はＡＩＤ変換動作の流れを示
すフローチャートである。 第１３ａ図および第１３ｂ図は本発明をもう一つの態様
で実施する装置構成を示すブロック図であり、複写機の
制御システムを示す。第１４図は第１３ｂ図に示す電圧
調整回路の詳細を示す回路図である。 第１５ａ図は複写機の原稿濃度検出・露光系を示す側面
図、第１．５　ｂ図はその原稿濃度検出系の構成を示す
ブロック図である。 第１６図は複写機のパターン濃度検出・露光系を示す側
面図、第１７図はパターン濃度測定点を示す平面図であ
る。 第１８図は、光量検出、原稿濃度検出、パターン濃度検
出および定着温度検出の組合せの内から時に応じてそれ
ぞれを選択する検出フローの全体概要を示すフローチャ
ートである。 ７：キャリッジ　　　　８：照明灯 ９：セルフオフレンズ １０：メインチャージャ　１１：高圧電源１２：ファイ
バーレンズ　１３：フオトセンサ１４：ベルト感光体　
　　１５：現像器１６：バイアス電源　　　１７：除電
ランプ１８：クリーナ　　１９：転写・分離チャージャ
２０：給紙カセット　　　２１：給紙ローラ２２ニレジ
ストローラ　２３：コンタクトガラス２４：原稿　　　
　　　２５：マルチプレクサ２６　：　Ａ／Ｄコンバー
タ　　２７：標準パターン２８．２９，３０，３シ：ミ
ラー ３１：レンズ　　　　　　３３：感光体ドラムΔと）□ ｎ　　　　　　　　　　Σ　ｆＸ１ 消１７剋 第１８゛図 １３８

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. アナログ−デジタル変換器にアナログスイッチを介して
   複数種の比較電圧の１つをデコーダで指定して与えてア
   ナログ−デジタル変換のオフセット電圧を設定し、複数
   回のアナログデジタル変換により複数個のデジタルデー
   タを得て、それらを平均して１つのデジタルデータを得
   る、アナログ信号のサンプリング方法。