JPS5977610A - デイジタル信号の磁気再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はディジタル信号の磁気再生装置に係り、伝送さ
れるべき２値打号のディジタル信号がパーシャルレスポ
ンス方式を適用して記録されている磁気記録媒体を再生
し、得られた３値打号信号から安定、かつ、良好に原デ
ィジタル信号を再生する磁気再生装置に関する。

従来技術 従来より、ディジタル伝送方式の一方式として、伝送路
の伝送特性を勘案して、送信した符号信号とは異なる形
態の符号信号として良好な状態で受信した符号信号のレ
ベル検出を行ない、しかる後にその受信した符号信号の
符号形態を、送信した原符号信号の符号形態に復元する
、パーシャルレスポンス方式が知られている。このパー
シャルレスポンス方式は符号量干渉をｕＩｊ的に利用す
るものであるから、従来よシ伝送品質の比較的良くない
伝送路を用いたディジタル伝送に用いられていた。

一方、磁気記録再生においては、記録再生時の高域のレ
スポンスの低下が大きく、また再生系は磁気ヘッドの巻
物！により微分特性を有し、直流分に近い低域成分が大
きく減衰する。従って、ディジタル信号の磁気記録再生
に上記パーシャルレスポンス方式を適用して、磁気記録
再生特性に適合した符号形態のディジタル信号を記録す
ると共に、磁気再生特有の磁性層の塗布むら、表面性、
走行性などに起因して生ずる再生信号のレベル変動、又
は磁性層表面上のゴミ等に起因して生ずるドロップアウ
トによる著しい再生信号のレベル低下に係わシなく、再
生信号波形のレベル識別を行なってディジタル信号の再
生を行なう磁気記録再生装置が従来あった。

第１図はこの従来の磁気記録再生装置の一例の回路系統
図を示す。同図において、入力端子１には記録再生され
るべき例えばアナログオーディオ信号をパルス符号変調
（ＰＣＭ）して得た第２図（４）に示す波形の２値符号
のディ、ジタル信号が入来する。第２図（Ａ）に示すデ
ィジタル信号波形上部の数値は原データの各ビットの値
を示す。この入力ディジタル信号は変換器２を経て１ビ
ツト遅処累子（２ビツト遅延素子でもよい）３に供給さ
れ、ここで１ビツト伝送期間遅延された後変換器２に帰
還され、ここで次の１ビツトの入力ディジタル信号と２
を法とする加算（排他的論理和演算）を行なわれて記録
用２値符号ディジタル信号に変換される。この変換器２
より取り出された第２図（Ｂ）に示す如き２値符号の記
録用ディジタル信号は、１ビツト遅延素子３に供給され
る一方、記録用増幅器４により増幅されて第２図（（Ｊ
）に示す如き波形とされた後記録用磁気ヘッド５に供給
され、これにより磁気テープ６上に記録される。

次に再生系においては、上記の如＜ノ＜−シャルレスポ
ンス方式に則って記録再生すべき第２図（４）に示すデ
ィジタル信号が異なる形態の第２図（０）に示す波形の
ディジタル信号に変換されて記録されている磁気テープ
６は再生用磁気ヘッド７により再生される。ここで、そ
の再生信号波形は再生用磁気ヘッド７０巻線の特性に基
づく微分特性によって、記録直流が負から正に反転した
ところで正極性のパルス波形となり、正から負に反転し
たところで負極性のパルス波形となる。この再生信号は
再生用増幅器８で増幅された後等化器９に供給される。

等化器９は磁気記録再生の過程において減衰した高域成
分を補償すると共に、パーシャルレスポンス方式に則っ
て３値符号信号の形態に変換するために第２図◎に示ず
如き３値符号信号を得る。

ここで、３値符号信号は第２図（Ｄ）に示す如く＋１．
０．−ＩＫ相当する信号レベルを有しておシ、クロック
再生回路１０に供給され、ここでそのタイミング情報が
抽出されてクロック信号に変換される一方、自動閾値制
御回路１１に供給される。

自動閾値制御回路１１はまず等化器９よりの３値符月信
号を差動増幅器１２を通してレベル比較器１３Ｒ及び１
３ｂ　Ｋ夫々供給する一方、参照信号発生回路１４に供
給する。参照信号発生回路１４はクロック信号により開
閉成制御されるスイッチＳ１及びＳ２と、それらの出力
を整流するダイオードＤ１゜Ｄ２と、コンデンサＣ及び
抵抗Ｒ１よりなる平滑回路とから構成されておシ、入力
３値符号信号を両波整流及び平滑をして参照信号を生成
し、これをレベル比較器１３ａ　、　１３ｂに夫々供給
し、入力３値符号信号とレベル比較をさせる。

レベル比較器１３ａ　、　１３ｂより取シ出されたイ言
号はＯＲ回路１５を通してＤフリツプフロツフ゛１６の
データ入力端子に印加され、ここでクロックイ言号によ
りサンプリングされて出力端子１７へ出力される。この
ようにして、自動閾値制御回路１１は上記クロック信号
の制御の下に、等化器９の出力３値符号信号の６＋１′
及び−１”の信号レベルを６＋１”とし、′０”の信号
レベルを”０”とすることによって２値符号信号に変換
すると共に、信号レベルの識別時、再生信号はレベル変
動を有した状態でも、適宜な時定数を有し追従する参照
信号（制御電圧）を発生させて最適な閾値設定を行なっ
てレベル比較をし、記録時の原２値符号に復元したディ
ジタル信号を出力端子１７へ出力する。

ところで、磁気ヘッド７により磁気テープ６を再生する
場合、周知の如くドロップアウトにより再生信号の高域
成分及び振幅の低下を生ずることがある。このドロップ
アウトの原因には大別して二つあり、一つはゴミ等の異
物が磁気テープ６の磁性層表面上に付着したために比較
的短時間再生信号のレベル低下を生しさせる一時的ドロ
ップアウトであυ、他の一つは磁気テープ６の磁性層の
塗布むらや損傷などによシ長時間再生信号のレベル低下
を生じさせる永久的ドロップアウトである。

これらのドロップアウトと再生時の磁気テープ走行性等
による再生信号のレベル変動や更に再生用増−幅器８の
雑音発生により、再生信号のエンベロープは第３図に示
す如く観測することができる。

第３図において、再生信号の定常出力振幅Ｅｎは、長周
期でのレベル変動を伴いつつ、Ｅｎで示す雑音電圧のレ
ベル変動があり、更にドロップアウトによりＥｄで示す
如く振幅が大きく低下する。このドロップアウトによる
出力振幅低下期間は、磁性層表面上のゴミや損傷の物理
的寸法とテープ走行速度とにより決まるが、本発明で対
象とするドロップアウトは第３図にＴｄで示す如く、再
生信号の最高繰り返し周波数波長（２ビツト伝送周期）
に対して充分長い期間に亘り振幅を低下させるドロップ
アウトである。

第３図に示す再生信号波形の時間軸を拡大して図示する
と第４図に示す如くになり、第４図に実線で示す定常出
力振幅時の３値打号信号波形は、第３図にＴｄで示した
ドロップアウト期間では破緑で示す如くになり、出力振
幅が大幅に低下するのみならず、十分な帯域が得られて
いない丸みを帯びた波形となっていることが観測される
。

本発明が解決しようとする問題点 しかるに、第１図に示した従来の磁気記録再生装置では
、前記したように例えば磁気テープ６の磁性層表面にゴ
ミが付着し、そのゴミの部分を磁気ヘッド７が走査して
テープの磁性面と磁気ヘッド７との間隔が生ずることに
よる損失、つまシスベーシングロスが増大し、再生信号
の振幅及び高域成分が大幅に低下すると、正しくデータ
が再現されなくなり、このためクロック再生回路１０で
クロック成分が正しく抽出されなくなってしまうため、
その後のデータも正しく再現されなくなってしまうとい
う欠点があった。

また自動閾値制御回路１１は前記したドロップアウトが
生じた場合には、等化器９の波形等化が再生信号の振幅
に係わりなく一定の波形等化であったため、レベル比較
器１３ａ　、　１３ｂの入力参照信号と入力３値符号信
号とのレベル比較動作が正常に動作しなくなシ、レベル
識別に対して符号誤シを生じる要因の一つにもなってい
た。

そこで、前記したドロップアウトをはじめとする再生信
号の振幅低下やレベル変動を補正して定振幅化を図る手
段として自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）を設けること
が考えられる。かかるＡＧＣ回路には、利得を制御する
情報を制（１ｉ１１増幅器の前段から得るフォワードＡ
ＧＯ方式と、後段から得るリバースＡＧＣ方式とがある
が、いずれの方式の場合も前記したような再生信号の振
幅低下、レベル変動に伴って高域成分も低下してしまう
ような再生信号に対しては、第５図に示す如く、実線で
示す定常出力振幅時の本来の３値打号信号波形に復元で
きず、同図に破線で示す如く振幅は定常振幅にまで増幅
されたとしても、波形は丸みを帯びてしまう。なお、第
５図ｔよピーク電圧上■、が一定振幅となるように自動
利得制御を行なった例である。

このような自動利得制御回路を用いた場合には、その後
のクロック成分の抽出もディジタル信号のレベル識別も
正しく行なわれなくなってしまう。

更に、従来、再生時における前記ドロップアウトは磁気
テープ６の磁性層と再生用磁気ヘッド７との隔離損失匝
よるものであり、前Ｂ１２シたように再生信号の急檄な
振幅低下と共に高域成分の低下をもたらすが、その場合
でも再生信号のピーク位置の位相は本来の定常振幅出力
時のそれと略同−であると考え、位相リニヤに高域成分
の低下を補償する位相リニヤ高域利得補償回路を有する
ものがあったが、回路構成が複雑であり、寸だドロップ
アウトが発生した場合の振幅２位相特性が正確に近似補
償できるわけでもなかった。ｌまた更に、前記従来の磁
気記録再生装置では、第１図に示す参照信号発生回路１
４内に大容量の平滑用コンデンサＣがあシ、またスイッ
チＳ、、Ｓ２などは精度の良いものを集積回路（ＩＣ）
化するのが困傭であり、ＩＣ化に不向きな回路構成であ
るという欠点があった。

そこで、本発明は再生信号の振幅に応じて高域特性の補
供と再生振幅の安定化との両方の機能を同一のループ内
における制御回路で行なわせてタイミング成分を安定に
抽出し、そのタイミング成分に基づくパルス幅制御によ
シデイジタル信号のレベル識別を容易ならしめる回路構
成とすることにより、テープ互換性、トラック互換性、
様器互換性を確保し得ると共に、ＩＣ化が容易ガ回路構
成のディジタル信号の磁気再生装（２）を提供すること
を目的とする。

問題点を解決するだめの手段 本発明は磁気記録媒体に記録された２値打号のディジタ
ル信号を再生し、そ、の再生信号の波形等化をする等化
器を１ｆｆｔ　して取シ出きれた３値打号信号を可変高
域減衰回路と低域減衰回路とが夫々縦続接続されてなる
特性制御回路に供給し、この特性制御回路より取り出さ
れた３値打号信号の振幅を検出して得た信号により上記
可変高域減衰回路の高域減衰量を、上記特性制御回路よ
り尖頭値又は平均値と高域成分とが夫々略一定の３値打
号信号が取シ出されるように制御し、特性制御回路の出
力３値符号信号よシ抽出したタイミング成分に基づいて
、特性制御回路の出力３値符号信号の閾値検出をして得
た２値打号のパルス幅の制御をして２値打号の再生ディ
ジタル信号を出力するよう構成することにより、前記従
来装置の欠点を悉く除去したものであり、以下その一実
施例について第６図以下の図面と共に説明する。

実施例 第６図は本発明装置の一実施例の回路系統図を示す。同
図中、第１図と同一構成部分には同一符号を付し、その
説明を省略する。第６図において、等化器９より取り出
された３値打号信号は、自動振幅−周波数特性制御回路
１９内の可変高域減衰回路２０に供給される。可変高域
減衰回路２ｏは抵抗ｉｔ、　、コンデンサＣ１及び可変
抵抗素子ＶＲ，とからなシ、入力再生３値符号信号の高
域成分を減衰して演算増幅器２１の非反転入力端子に印
加する。

演算増幅器２１はその出力端子が抵抗Ｒ２，几３及びコ
ンデンサＣ２よりなる帰還回路２２を介してその反転入
力端子に接続されていることによシ、帰還回路２２と共
に低域減衰回路を構成しておシ、高域減状回路２０よシ
取り出された３値打号信号を非反転増幅すると共に、予
め設、定された所定の低域減衰特性を付与して出力する
。

上記の低域減衰回路の出力３値符号信号は後述のディジ
タル信号検出回路２５及び両波整流回路２６に夫々供給
される一方、尖頭値検出回路２３に供給され、ここでそ
の正、負両方の尖頭値が検出される。いま、演算増幅器
２１の出力端子から取シ出される自！Ｉｆｌ＋振幅−周
波数特性制御回路１９の出力３値符号信号が第７図（４
）及び第１０図（Ａ）に実線ａで示すものとすると、尖
頭値検出回路２３は予め設定された閾値（第７図（４）
に＋ＩＪＩ　ｒ　　ＬＨで示す）とレベル比較を行ない
、閾値」−Ｌｌよりも入力レベルが高い期間、及び閾値
−Ｌｌよりも入力レベルが低い期間にローレベルとなる
、第７図（Ｂ）に示す如き２値の負極性パルスｂを発生
する。この負甑性パルスｂは尖頭値検出信号としてパル
ス−電圧変換回路２４に供給され、ここで単位時間当シ
のパルス数に応じたレベルの電圧に変換された後、制御
電圧として可変抵抗素子ＶＲに印加され、その抵抗値を
可変制御する。

上記のパルス−電圧変換回路２４は例えば第８図に示す
如き簡単な回路で構成することができる。

第８図において、入力端子３５はＰＮＰトランジスタＱ
ｌのベースに接続されており、またそのトランジスタＱ
１のコレクタはＮＰＮ　トランジスタＱ２のベースに接
続される一方、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ４よりなる並
列回路を介して接地されている。

更にトランジスタＱ２のエミッタはオープンエミッタ出
力端子として出力端子３６を介してダイオードＤのアノ
ードに接続されてめる。ダイオードＤはそのカソードが
接地されており、その順方向の電圧−電流特性をもって
内部抵抗の変化を利用される構成とされており、第６図
に示す可変抵抗素子Ｖ几を構成している。

入力端子３５には常時論理“１″で尖頭値検出時にのみ
論理ｅｔ　Ｏｎとなる前記尖頭値検出信号（負極性パル
ス）ｌ）が入来し、論理“１”のときはトランジスタＱ
＋をオフとし、論Ｗ　”　Ｏ″のときはトランジスタＱ
１をオンとする。トランジスタＱＩがオン状態とされた
ときは、亀源電圧十■入力端子よりトランジスタＱｔの
エミッタ、コレクタを夫々介して抵抗几４に電流が流れ
、コンデンサＣ１にはトランジスタ（λ１のコレクダ市
流が平均値充電される。このコンデンサＣ３の充−１ｆ
Ｌ’ＴＩＥ圧はＣ３の上部に実線で示す如き波形となり
、トランジスタＱ２のベースバイアス電圧としてトラン
ジスタＱ２のベースに印加され、Ｑ、のエミッタよりダ
イオードＤＫ区流を流させる。この結果、ダイオード１
）の順方向降下電圧は例えば０．２Ｖ〜１ｖの範囲内で
略直・腺的に変化し、そのときの内部抵抗の変化により
可変高域減衰回路２０の高域減衰量が変化する。

このようにして、上記のブロック２０〜２４よシなる自
動振幅−周波数特性制御回路１９は、第９図に示す如く
、正規化周波数ｆ／ｆ　ｂが１よりもやや低い周波数に
おいて、入力レベルが小になるにつれて低域減衰量は一
定であるのに対し高域減衰量が小になるだめ、出力レベ
ルが大になる振幅−周波数特性を示す。従って、前記し
た如くドロップアメウドによシ振幅が急激に低下し、か
つ、高賊滅”分も低下した再生３値符号信号が自動振幅
−周波数特性制御回路１９に供給された場合は、所定の
入力信号振幅範囲内において、正負の尖頭値が一定にな
るように定振幅化されると同時に高域成分の増強により
高域成分の低下も補償されて取り出されることとなｐ、
ドロップアウト時にも定常振幅出力時と略同等の３値打
号信号ａを出力することができる。なお、自動振幅−周
波数特性制御回路１９は、入力信号レベルが所定値より
も大なるときは、可変高域減衰回路２０の振幅−周波数
特性と、演算増幅器２１及び帰還回路２２よりなる低域
減衰回路の振幅−周波数特性とが夫々相補的な特性とな
るように構成されているので平坦な振幅−周波数特性を
示す。

このようにして、等比容９の出力３値符号信号は振幅が
ドロップアウト等により低下した場合は、自動振幅−周
波数特性制御回路１９により正、負の尖頭値が一定値に
なるように制御され、かつ、高域成分の低下が補償ｉＦ
されて３値打号信号ａときれて取り出されてディジタル
信号検出回路２５及び両波整流口？、１２６に夫々供給
される。ディジタル信号検出回路２５は第７図（Ａ）に
示す如く、入力３値符号信号ａのレベル″０”よりやや
大なる閾値−１−Ｌ２よりも大な゛る３値打号信号ａの
入来時には第１の出力端子より−Ｈ（０）及び第１１図
（Ｂ）に示すレベル”＋１ｎの検出信号Ｃをゲート回路
２９へ出力し、他方、レベル″０＃よりやや小なる閾値
Ｌ２よりも小なる３値打号信号ａの入来時には第２の出
力端子より第７図（旬及び第１１図（０）に示すレベル
１−１の検出信号ｄをゲート回路３０へ出力する。上記
の検出信号Ｃ及びｄは夫々論理１１０　Ｉ＋である。

他方、両波整流回路２６は第７図（Ａ）に示す前記十り
、と＋Ｌ２の中間値の閾値十Ｌ３と、−Ｌ、と−Ｌ２と
の中間値の閾値−Ｌ３と入力３値符号信号ａとをレベル
比較する回路で、入力３値符号信号ａが＋Ｌ５より大な
る期間と−Ｌ３より小なる期間に第７図（Ｅ）に示す如
き論理″０”となる単極性パルス列の両波整流信号ｅを
出力する。この両波整流信号ｅは入力３値符号信号ａが
レベル“＋１″と−１″のとき゛に論理゛０″となる信
号であり、タイミング成分抽出回路２７に供給され、こ
こでそのタイミング成分（クロック成分）が抽出される
。

タイミング成分抽出回路２７は最も簡単には共振回路で
構成でき、ＬＣタンク回路でも良いし、ＩＣ［回路で構
成する場合は必要なＱが得られればジャイレータや帯域
フィルタ等でも構成することができる。共振回路を励振
する信号は本実施例の如く単極パルス列ｅでもよいし、
又両波整流後のアナログ電圧波形で励振してもよい。タ
イミング成分抽出回路２７の出力信号は、リミッタ等に
よる波形整形回路２８に供給され、ここで波形整形され
て互いに逆相のパルスに変換され、タイミングクロック
として出力される。

第１０図（Ａ）〜（０）は夫々タイミング成分抽出回路
２７と波形整形回路２８の動作を説明するためのタイム
チャートを示す。第１０図（Ａ）は３値打号信号のレベ
ル６＋１”、′０”、′−１”が記録符号系列のすべて
の組合わせを含む擬似ランダム符号を記録し、この再生
信号が演η：増幅器２１より出力された波形を観測した
もので、アイパターンと呼ばれる再生信号波形を示す。

この再生信号が両波整流回路２６により第１０図体）は
＋Ｌ、　、　−Ｌ、で示すレベルを閾値として両波整流
されてタイミング成分抽出回路２７に供給されると、そ
の出力信号は第１０図（Ｂ）に示す如くレベル変動を含
んだ波形となシ、波形整形回路２８に供給され、ここで
そのレベル変動が最小のレベルである零クロスレベルを
閾値としてレベル比較され、第１０図（０）に示すよう
な波形のタイミングクロックとされる。

従って、第１１図（Ａ）に示す、３値打号信号ａが両波
整流回路２６に供給される場合は、波形整形回路２８の
正相、逆相のタイミングクロック波形は第１１図（Ｄ）
　ｌ　（Ｅ）にφ８．φ８で夫々示す如くになシ、正相
のタイミングクロックφ８はゲート回路２９゜３０に夫
々供給され、逆相のタイミングクロックφ□は几−Ｓフ
リップフロップ３１及び３３のリセット端子に夫々供給
される。Ｒ−Ｓフリップフロップ３１．３２のセット端
子にはゲート回路２９゜３０の出力信号が印加されるた
め、フリップフロップ３１のＱ出力端子からはＮ４１１
図（Ｆ）に示す如く３値打号信号ａの正の尖頭値付近で
立上るようにパルス幅制御甥れたパルスｆが取り出きれ
、他方、フリップフロップ３２のＱ出力端子からは同図
（Ｇ）に示す如く３値打号信号ａの負の尖頭値付近で立
上るようにパルス幅制御されたパルスｇが取り出される
。

上記のパルスｆ及びｇは夫々論理回路３３に供給される
。この論理回路３３を２人力０几回路とした場合は、第
１１図体（）に示す如き波形の２値打号のディジタル信
号りが出力端子３４より取り出される。また論理回路３
３が２人力ＯＲ回路とその出力でトリガーされる単安定
マルチバイブレータとで構成した場合は、第１１図（Ｉ
）に示す如く、パルスｆ１ｇの立上りに位相同期して立
上る一定パルス幅Ｔｄの２値打号のディジタル信号ｉが
再生ディジタル信号として出力端子３４よシ取り出され
る。上記のディジタル信号り、ｉはいずれも、論理”１
”の期間は３値打号信号ａのレベル”＋１”と−１＃に
対応しておシ、論理”０″の期間は３値打号信号ａのレ
ベル“Ｏｎに対応しており、第２図（（転）に示した原
ディジタル信号の再生信号波形であることがわかる。

変形例 なお、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく
、ｍｌ　２図に示す如く可変高域減衰回路３８を低域減
衰回路３７の出力段に縦続接続するようにしてもよい。

また磁気ヘッド７の巻線特性による微分特性と等比容９
の特性をも含めて高域補償回路を構成してもよい。また
正負いずれか一方の尖頭１直又は平均値を検出するよう
にしてもよい。更に、再生用増幅器８がリミッティング
アンプで構成されているような場合は、その出力信号波
形が３値打号ではなく２値の符号波形となるため、その
２値の符号波形が例えばＮ几Ｚ（ノン・リターン・ツウ
・ゼロ）のようなタイミング成分を有しないディジタル
信号である場合は、等比容９の入力段又は出力段に微分
回路と両波整流回路とを夫々縦続接続した回路を設けて
、周波数を２逓倍することによりタイミング成分を生成
してから自動振幅−周波数特性制御回路１９へ供給する
ことにより、本発明を適用することができるものである
。またＲ、　−Ｓフリップフロップ３１．３２の代りに
Ｄフリップフロップなどを用いてもよい。

また記録媒体は愚気テ・−プ以外の円盤状磁気シートそ
の他の６１′１気記録媒体を使用することもてきる。

効果 上述の如く、本発明によれば、ドロップアウト等により
生じた再生３値符号信号の振幅低下及び高域成分の低下
を夫々補償することができ、従って磁性層の塗布むらや
磁性特性がばらついた磁気記録媒体からも安定にディジ
タル信号を再生することができ（磁気記録媒体がテープ
のときはテープ互換性を確保できる）、また伝送ビット
レート低減のために、固定磁気ヘッドが複数のギャップ
を有しており、磁気記録媒体上同時に形成されるその走
行方向に平行な複数本のトラック（すなわちマルチトラ
ック）に、ディジタル信号を分散記録し、それを再生す
るマルチトラック記録再生装置に適用した場合は、各ト
ラック毎の再生信号の振幅−周波数特性のバラツキを吸
収することにより、トラック互換性をも確保することが
できる。

更に、異なる複数台の記録再生装置において夫々記録さ
れた磁気テープを機器間で相互に安定に再生し得る機器
互換性も確保することができ、まだ本発明では電子スイ
ッチ回路やホールド用コンデンサは不要であり、かつ、
使用するコ／デンリ゛の値はホールド用コンデンサに比
し小容、駄で良く、更にディジタル回路で構成すること
ができるから、第６図に示す自動振幅−周波数特性制御
回路１９より出力端子３４に至る回路部分をモノリシッ
クＩＣ化することが容易にでき、モノリシックＩＣ化し
た場合は機器の小型化、コストダウン、信頼性向上等を
もたらすことができる。また更に、本発明によれば、線
形−次の振幅−周波数特性を有する高域補償回路でも自
動振幅−周波数特性制御回路との相乗効果により、前記
従来の位相リニヤな高域補償回路を使用しなくても所望
の特性を得ることができ、また線形−次応答の振幅−周
波数特性の減衰領域で前記制御回路を動作させて定振幅
化を図ると、周波数特性を持たない移相回路となるから
、時定数を適宜選定することによ多位相偏移の少ない高
域補償回路を構成することができ、更に等比容は余弦自
乗などの理想等化特性を有していないものでも使用でき
る等の数々の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の磁気記録再生装置の一例を示す回路系統
図、第２図体〉〜（Ｄ）は夫々第１図図示装置の動作説
明用タイムチャート、第３図及び第４図は夫々ドロップ
アウト発生時の再生信号波形を説明する図、第５図はド
ロップアウトを補償した再生信号波形の一例を定常振幅
出力時の再生信号波形と対比して示す図、第６図は本発
明装置の一実施例を示す回路系統図、第７図（４）〜（
Ｅ）、第１０図（Ａ）〜（０）及び第１１図（４）〜（
Ｉ）は夫々本発明装置の動作説明用タイムチャート、第
８図は第６図中のパルス−電圧変換回路の一実施例を示
す回路図、第９図は第７図中の自動振幅−周波数特性制
御回路の周波数特性の一例を示す図、第１２図は本発明
装置の要部の他の実施例を示す回路図である。 １・・・ディジタル信号入力端子、２・・・変換器、３
・・・１ビツト遅延素子、５・・・記録用磁気ヘッド、
６°・°磁気テープ、７・・・再生用磁気ヘッド、９・
・・等比容、１０・・・クロック再生回路、１１・・・
自動閾値制御回路、１９・・・自動振幅−周波数特性制
御回路、２０．３８・・・可変高域減訳回路、２１・・
・演算増幅器、２３・・・尖頭値検出回路、２４・・・
パルス−電圧変換回路、２５・・・ディジタル信号検出
回路、２６・・・両波整流回路、２７・・・タイミング
成分抽出回路、３１．３２・・・Ｒ−８フリツプフロツ
プ、３３・・・論理回路、３４・・・ディジクル信号出
力端子、３７・・・低域減屓回路。 第８図 ２ム 第１１１２１ □肯問

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 磁気記録媒体に記録された２値打号のディジタル信号を
   再生し、その再生信号の波形等化をする等化器を通して
   取り出された３値打号信号を可変高域減衰回路と低域減
   衰回路とが夫々縦続接続されてなる特性制御回路に供給
   し、該特性制御回路よシ取り出された３値打号信号の振
   幅を検出して得た信号により該可変高域減衰回路の高域
   減衰量を、該特性制御回路より尖頭値又は平均値と高域
   成分とが夫々略一定の３値打号信号が取り出きれるよう
   に制御し、該特性制御回路の出力３値符号信号より抽出
   したタイミング成分に基づいて、該特性制御回路の出力
   ３値符号信萼の閾値検出をして得た２値打号のパルス幅
   の制御をして２値打号の再生ディジタル信号を出力する
   よう構成したことを特徴とするディジタル信号の磁気再
   生装置。