JPS59119520A - デイジタル信号の再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタル信号の再生装置に係シ、伝送される
べき２修符号のディジタル信号が例えばパーシャルレス
ポンス方式を適用して記録されている記録媒体を再生し
、得られた３値打号信号等から安定、かつ、良好に原デ
ィジタル信号を再生する再生装置に関する。

従来技術 従来より、ディジタル伝送方式の一方式として、伝送路
の伝送特性を勘案して、送信した符号信号とは異なる形
態の符号信号として良好な状態で受信した符号信号のレ
ベル検出を行ない、しかる後にその受信した符号信号の
符号形態を、送信した原符号佃号の符号形態に復元する
、パーシャルレスポンス方式が知られている。

一方、磁気記録再生においては、記録再生時の高域のレ
スポンスの低下が大きく、また再生系は磁気ヘッドの巻
線により微分特性を有し、直流分に近い低域成分が大き
く減衰する。従って、ディジタル信号の磁気記録再生に
上記パーシャルレスポンス方式を適用して、磁気記録再
生特性に適合した符号形態のディジタル信号を記録する
と共に、磁気再生特有の磁性層の塗布むら、表面性、走
行性などに起因して生ずる再生信号のレベル変動、又は
磁性層表面上のゴミ等に起因して生ずるドロップアウト
による著しい再生信号のレベル低下に係わ＃）々く、再
生信号波形のレベル識別を行なってディジタル信号の再
生を行なう磁気記録再生装置が従来あった。

第１図はこの従来の磁気記録再生装置の記録系の一例の
ブロック系統図を示す。同図中、入力端子１に入来した
第４図体）に示す記録すべき２値符号のディジタル信号
は、変換器２を通して２段縦続接続された１ビツト遅嫉
器３及び４によυ夫々１ビット周期ずつ計２ビット周期
遅延された後変換器２に帰還される。これによシ、変換
器２は入カテイジタル信号と変換器２の出力ディジタル
信号を２ビット周期遅延して得だディジタル信号との間
で、対応するビット位置の２値符号とおしの２を法とす
る加算を行々い、その加算信号を１ビツト遅帆器３に供
給する一方、記録用２値符号ディジタル信号として定電
流増幅器５へ供給する。

定電流増幅器５は上記の記録用２値符号ディジタル信号
を適切な電流値に増幅した後、記録用磁気ヘッド６の巻
線に供給し、これにより磁気テープ７上に記録させる。

記録用磁気ヘッド６は例えは複数個のギャップを有して
おり、磁気テープ７上に複数個のギャップに対応した複
数本のトラックを（ホ）気テープ７の長手方向上に夫々
同時に形成する。

第２図は従来の輯気記録再生装梯の再生系の一例のブロ
ック系統図を示す。同図中、磁気テープ７上のマルチト
ラックに記録されている第４図（Ｂ）に示す記録用２値
符号ディジタル信号は、磁気ヘッド８により再生される
が、その再生信号波形は磁気ヘッド８の巻線の特性に基
づく微分特性によって記録電流が負から正に反転した所
で正極性パルスになり、また正から負に反転した所で負
極性ハルストナリ、正極性パルスｉ　”＋１”　、零レ
ベルをＩＩＱＩＩ、負極性パルスを”−１”とした３値
符号信号波形となる。この３値符号信号は再生用増幅器
９により所要レベルに増幅され／こ後、クロストークキ
ャンセラ回路ｌＯに供給される。クロストークキャンセ
ラ回路１０は磁気ヘッド８の複数個のヘッドギャップに
対応して複数個設けられておシ、セ）生ずべきトラック
からの３値符号信号とそれに１ｉｊＩ接する両側のトラ
ックから再生されたクロストークの除去された３値符号
信号とが夫々供給され、再生すべきトラックから再生さ
れた３値符号信号中にクロストークとして混入している
両側のトラックから再生された３値符号信号を相殺除去
してクロストークの除去された３値符号（８号を出力す
る。乙のクロストークキャンセラ回路１０の構成の一例
としては、本出願人が先に特願昭５６−１、０７９３８
号にて提案した回路を使用できる。

クロストークキャンセラ回路１０から取り出された３値
符号信号は等什器１１に供給され、ここで磁気記録再生
の過程において減衰した畠域成分を補償すると共に、適
切な帯域を有する特性に合わせられ、再生信号波形自身
、符号量干渉の起きないよう波形等化が行なわれる。こ
の結果、等什器１１の出力信号波形は、符号量干渉のな
い１千１″。

Ｑ　Ｈ１″１１＃に相当する各信号レベルを有した３値
符号信号となる。との３値符号信号は２分岐され、等什
器１１の出力段に設けられた反転増幅器と非反転増幅器
とを夫々経て信号検出装置１２に供給される。

ここで、周知の通り、波形等化後において記録時に第１
図に示す如く計２ビット遅延させたときは１ビツト遅延
させたパーシャルレスポンス（１゜０、−１）の変復調
方式となシ、また記録時に１ビツト遅延させたときは遅
延器のいらないパーシャルレスポンス（１，−１）の変
復調方式と力る。

従って、いずれの方式に拘らず、信号検出装置１２は“
＋、　７１　、　＋１　　ｉｌ＋に相当する信号レベル
を夫々“＋１”に、また°′０＃に相当する信号レベル
を°゛０“とじて２値符号信号に変換して記録時におけ
る元の原符号ディジタル信号を復元し、出力端子１３へ
出力する。

信号検出装置１２としでは、本出願人が先に特原１１昭
５６−１６３１２３号にて提案した第３図に示す如き回
路構成の信号検出装置を用い得る。第３図において、１
４ａ　、　１４ｂは夫々入力端子で、非反転増幅された
等化層１１の３値打号信号と、反転増幅された等化層１
１の３値打号信号とが夫々入来する。ここで、入力端子
１４ａよプレベル比較用演算増幅器１５ａに至る第１の
回路部と、入力端子１４ｂよυレベル比較用演算増幅器
１５ｂに至る第２の回路部とは夫々同一構成であり、対
応する部分には同一符号を付すと共に第１の回路部を構
成する回路素子には添字ａを付し、また第２の回路部を
構成する回路素子には添字すを付しである。

入力端子１４ａに第４図（０）に実線Ｉで示す３値打号
信号が入来するものとすると、入力端子１４ｂには３値
打号信号ｌとは逆極性の３値打号信号（図示せず）が入
来する。上記の３値打号信号Ｉが正方向に上昇して成る
レベルに々ると（このときの時刻を第４図（０）にｔｌ
で示す）、ダイオードｌ）ａがオンとなり、３値打号信
号がダイオードＤａを通してコンデンサＣａに印加され
これを充電する。

充電されたコンデンサＣａの両端間の市、圧（これは演
算増幅器１５ａの非反転入力端子の入力電圧及びトラン
ジスタＴｒａのエミッタ電圧でもある）は、第４図（０
）に一点鎖線■で示す如く３値打号信号の信号レベルの
正方向の上昇に追従してそれよりもダイオードＤａの閾
値電圧■ＴＨだけ低い電圧値で上昇していく。そして、
３値打号信号の信号レベルが正のピーク点を通過して今
度は減少し始めるが、コンデンサＣａの両端間の電圧は
ダイオードＤａ及びトランジスタＴｒａのいずれもがオ
フであることから、３値打号信号の信号レベルの減少に
も拘らず上記正のピーク点における充電電圧値が第４図
（Ｃ）に一点鎖線■で示す如くそのまま保持され続け、
３値打号信号の信号レベルがコンデンサＣａの両端間の
電圧に比しトランジスタＴｒａの閾値電圧■擢よシも低
くなった時刻（第４図（０）にｔ２で示す）で始めてト
ランジスタＴｒａがそのぺ−・スに印加される３値打号
信号によりオンとされる。

トランジスタＴｒａのオンにより、コンデンサＣａの充
電電荷は低インピーダンスとなったトランジスタＴｒａ
のエミッタ・コレクタ間抵抗を介して瞬時に放電される
ため、コンデンサＣａの両端間の電圧は下降し略アース
レベル（厳密にはトランジスタＴｒａのエミッタ・コレ
クタ間の損失電圧）に到る。またこのコンデンサＣａの
充を電荷の放電期間中又はその直前で、３値打号信号の
信号レベルがコンデンサＣａの両端間の電圧に比しダイ
オードＤａの閾値ｖＴＨ以下となるので、ダイオードＤ
ａがオフとされる。コンデンサＣａの両端間の電圧が略
アースレベルとなった後は３値打号信号がレベル減少し
続けた後頁のピーク点を通過し、更に正方向に上昇し始
めるが、前記閾値電圧ｖＴＨよシも高くなるまでの期間
中はトランジスタＴｒａがオン状態とされているから、
第４図（０）に一点鎖線■で示す如くコンデンサＣａの
両端間の電圧は略アースレベルの一！まとされている。

以下、上記と同様の動作がａｂ返される。

このようにして、トランジスタＴｒａを３値打号信号に
よってスイッチング制御すると共に、コンデンサＣａＯ
充放％を制御して得たコンデンサＣａの両端間の電圧は
、制御電圧として演算増幅器１５ａの非反転入力端子に
印加され、ここでその反転入力端子に印加される３値打
号信号とレベル比較される。演算増幅器１５Ｈによって
レベル比較された出力信号波形は、演算増幅器１５ａが
ヒステリシス特性を有さないものならば第４図Φ）に示
す如く、前記Ｉ、■で示した信号レベルの父叉点でハイ
レベルからローレベル又はローレベルカラハイレベルへ
変化する２値の電圧となる。

同様にして、演算増幅器１５ｂによってレベル比較され
て得られた第４図（Ｅ）に示す２値信号は、上記演算増
幅器１５ａからの同図（Ｄ）に示す２値信号と共にＮＡ
ＮＤ回路１６に印加され、ここで否定論理ＩＮ　ｋとら
れて同図（Ｆ）に示す信号とされて出力端子１３へ３値
打号信号検出信号として出力される。

この検出信号は、磁気テープ７上にＨピ録されていた第
４図（Ｂ）に示す２値打号信号を変換器２で変換する前
の記録再生すべき２値打号信号（同図体）に示す）の原
データと略対応したレベルを有している。

この検出信号は例えは出力端子１３よシＤ型フリップフ
ロップ（図示せず）のデータ端子に印加され、第４図（
Ｇ）に示すタイミング位置でラッチされることによシ、
第４図卸に示す如き元の２値打号のディジタル信号（同
図（Ａ）に示す）にイル元される。

一方、等仕儀１１は本出願人が先に特願昭５７−３４３
１１号にて提案した第５図に示す如き回路構成の等仕儀
を使用し得る。同図中、入力端子１７に入来した入力信
号Ｖｉは一次位相回路１８．積分回路１９及び演算増幅
器２０によるボルテージフッロワを夫々介して信号処理
回路２１に供給される。（Ｄ号処堆回路２１よシ取シ出
された信号は積分回路２２により積分された後、ボルテ
ージフォロワを構成する演算増幅器２３を介して信号処
理回路２１に帰還される。信号処理回路２１は演算増幅
器２３の出力信号に一定の係数を乗算して演η、増掴器
２０の出力信号と減算し、更にとの減算（Ｍ号を積分し
て得た信号Ｖｏ、を出力端子２４へ出力する。

かかる等仕儀１１で補償すべき等化特性をＧ　（ｓ）と
し、また入力端子１７に入来する再生信号の特性をＨ（
ｓ）　、再出信号を符号量干渉なしで伝送するための理
想的な特性をＲ（ｓ）とすると、これらの特性Ｇ（ｓ）
　、　Ｈ（ｓ）及びＲ（ｓ）は夫々第６図に示す如くに
なシ、等仕儀１１は なる関係が成立するような信号処理を行なっていた。

なお、第６図中、一点鎖線■はカットオフ周波数ｆｘ　
（角周波数ωＩ＝２πｆｔ　）の理想低域ｒ波特性をと
すると、Ｋ、＝ｌのときはフルコサインロールオフ特性
となシ、ベースバンド伝送でよく利用されているのは周
知の通りである。またＲ（ｓ）はω１に関して正弦特性
に遮断される特性となる。なお、角周波数ω１　とω８
との和がω２　となる。

発明が解決しようとする問題点 しかるに等仕儀１１は第５図に示す如く、回路構成が複
雑でディジタル信号の再生装置を高価なものとしていた
。更に第３図に示す信号検出装置１２ｔ／′ｉ、データ
が“１″の２値打号信号が４ビツト伝送期間連続して入
来した場合、出力端子１３より出力される検出信号波形
には、第４図（Ｆ）に示す如く、最初のデータ“１″を
検出している時刻１［ｏと、３番目のデータ゛′１″を
検出している時刻ｌ１１１との間に差が生ずる。これは
、検出する直前の１ビツトのデータが“０″′か”１″
かによシ入力端子１４ａ　、　１４ｂの入力信号波形に
相違がみられるためで、この相違は必然的に生じるもの
であシ、出力信号を第４図０（）に示すように取り出す
ためには、タイミングクロックはＴ１の略中夫に位置す
る方がジッター等がある場合、有利となる。

従って、上記の信号検出装置１２では、よシ良い状態で
原２値符号のディジタル信号再生出力を得るために、第
４図（Ｆ）に示す信号波形の立上りを検出し、その検出
信号にてビット同期を行ないながら、第４図（Ｇ）に示
すＴＡ、ＴＢの取込み時間が最適になるようにタイミン
グクロックを発生する回路が必要となり、再生装置全体
の回路規模を太きくシ、また調整を複雑にしていた。

また、例えば磁気テープの長手方向に互いに平行に形成
された複数本のトラックから同時に既記録ディジタル信
号を再生するマルチトラック磁気再生装置等に適用した
場合は、各トラック間の記録再生特性の違いや、他機器
とのヘッド間の特性の違い等が記録時にあると（磁気テ
ープ等の記録媒体の特性の違いも含む）、各トラックの
再生信号の誤シ率が敏感に影響を受けたため、上記の調
整を極めて入念に行なわねばならガかつた。

そこで、本発明は記録ヘッド、記録媒体等のバラツキに
より諸条件が変化しても、再生信号の信号誤り率が殆ど
変化することガく安定にディジタル信号を復元再生し得
、更に集積回路（ＩＣ）化が谷易な回路構成としたディ
ジタル信号の再生装置を提供することを目的とする。

問題点を解決するだめの手段 本発明は、記録媒体に記録された２値打号のディジタル
信号を再生し、その再生信号を、位相特性が可変できる
ように構成された位相回路と積分時定数を可変できる積
分回路とが縦続接続されてなる第１の等止器へ供給し、
該第１の等止器の出力再生信号を利得制御回路を通して
可変高域利得補償特性を有する第２の等止器へ供給し、
該第２の等止器の出カゼ１生信号の尖頭値又は平均値を
検出して得た信号により該利得制御回路のオＩ」得を制
御して該尖頭値又は平均値が略一定の再生信号を該第２
の等止器より取り出し、該第２の等止器の出力１）生イ
ｇ号より抽出したタイミング成分に基づいて、該第２の
等止器の出力再生信号の閾値検出をして得た２値打号の
パルス幅の制御をして２値打号のｆ）生ディジクル信号
を出力するよう構成したものであり、以下その一実施例
について第７図以下の図面と共に説明する。

実施例 第７図は本発明装置の一実施例の回路系統図を示す。同
図中、第２図と同一構成部分には同一符号（ｉ：付し、
その説明を省略する。第７図において、クロストークキ
ャンセラ回路１０より取り出された３値打号１ｄ号は、
自動振幅−周波数特性制御回路３０内の等止器３１に供
給される。自動振幅−周波数特性制御回路３ｏは等止器
３１．自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）３２．郷仕儀３
３９等化器３３の出力３値符号信号の尖頭値を検出する
尖頭値検出回路３４．及び尖頭価検出信号全パルスー餉
１圧変換してその出力電圧にょ逆ＡＧＣ回路３２の利得
を可変制御するパルス−電圧変換回路３５とよりなる。

第８図はこの自動振幅−周波数特性制御回路３゜の一実
施例を示す具体的回路図で、第７図と同一構成部分には
同一符号を付しである。第８図において、等止器３１は
大略抵抗５１．可変抵抗器５２゜コンデンサ５３．演算
増幅器５４及び帰還抵抗５５よシ々る一次位相回路と、
抵抗５６及びコンデンサ５７よシなる積分回路とが夫々
縦続接続された構成とされており、入力端子５ｏに入来
した３値打号信号に対して一次位相特性を付与した後、
上記積分回路によシ低域周波数領域で略平坦で、がっ、
抵抗５６及びコンデンサ５７による積分時定数により定
まるカットオフ周波数以上の高域周波数領域で減衰する
積分特性を付与し、更にボルテージフォロワを構成して
いる演算増幅器５８にょジインピーダンス変換してＡＧ
Ｃ回路３２へ出力する。

ＡＧＣ回路３２は演算増幅器５８の出力端子と後述の演
算増幅器６０の非反転入力端子との間に接続されている
抵抗５９と、ＮＰＮトランジスタＱ７と、抵抗５９と演
算増幅器６０め非反転入力端子との接続点とトランジス
タＱ７のコレクタとの間に直列に接続されている直流阻
止用コンデンサ８゜及び抵抗８１と、トランジスタＱ７
のベース・コレクタ間に接続されている抵抗７９とより
々シ、演算増幅器５８よυ取り出された３値打号信号を
利ＶＷ制御して等止器３３へ出力する。

等止器３３は演算増幅器６ｏの第１の出力端子０１より
反転入力端子に抵抗６１を介して帰還接続され、また演
舞増幅器６０の反転入力端子が可変抵抗器６２．コイル
６３を直列に介して切換スイッチ６４の可動接片に接続
される一方、可変抵抗器６５ｆ：介して接地さ−５れ、
更にスイッチ６４の３つの接点には夫々一端が接地され
ているコンデンサ６６．６７及び６８が夫々接続された
構成とされている。牛の等止器３３は、第９図に実線■
で示す如き周波数特性を有しており、コイル６３のイン
ダクタンスをＬに）、スイッチ６４に接続されているコ
ンデンサ６６．６７又は６８の容量値をＣ（Ｆ）とする
と、共振周波数ｆｏ　（＝１／２ｘＪ石すで最大の利得
ＡＶ、を示す高域利得補償特性を有している。この高域
利得補償特性■はスイッチ６４を切換えることによシ共
振周波数ｆｏが変化し、また選択度Ｑが可変抵抗器６２
の抵抗値をＲとすると、ωＬ −π−で表わせるので、可変抵抗器６２を可変すること
によりＱも可変することができる。従って、可変抵抗器
６２は利得ＡＶ２をも決めることができる。また第９図
に示す利得ＡＶ、は可変抵抗器６５によシ設定すること
ができる。

等止器３３はこれのみで前記第６図に示した等化特性Ｇ
（ｓ）に近似させることは困難であり、また等止器３１
のみでこの等化特性Ｇ（ｓ）に近似させることができな
いことは明白であるが、本実施例で＋ｉ２つの等什器３
１及び３３の各特性を総合することにより、所望の波形
等化を行なうものである。

すなわち、等仕儀３１内の可変抵抗器５６及びコンデン
サ５７よシなる積分回路の積分時定数Ｔ２を変化させる
と、等什器３１及び３３の総合周波数特性は第９図に一
点鎖線■、破線■に示す如くに変化するので、第６図に
示した等化特性Ｇ（ｓ）に、より近似した特性を得るこ
とができる。なお、第９図中、ｆＬは積分時定数Ｔ２で
定まる積分回路のカットオフ周波数である。本実施例で
は極めて特性の良い波形等化を行なうことができだ。

なお、等仕儀３１内の前記した一次位相回路は、上記構
成によシ生じた位相歪を極めて効果的に軽減する補償を
行なう回路である。これにょシ、第８図に示す入力端子
５０よシ演算増幅器６０の出力端子０１，０２に至る回
路部の位相−周波数特性は第１０図に示す如く、＋１８
０°から一１８０°の間で変化した特性を示す。

このように最適な波形等化を受けて等什器３３より取り
出された３値打号信号は、尖頭値検出回路３４に供給さ
れる。尖頭値検出回路３４Ｊｒｉ卯、８図に示す如く、
抵抗６９〜７４とＮＰＮ）ランジスタＱ＋　＝Ｑ４より
２回路のコンパレータを構成しており、演算増幅器６０
の互いに逆相関係にある信号を出力するｍｌ及び第２の
出力端子０１及び０２のうち、出力端子０１が抵抗６９
を介してトランジスタＱ１のベースに接続される一方、
トランジスタＱ３のベースに直接に接続されており、ま
た第２の出力端子０２が抵抗７０を介してトランジスタ
Ｑ４のベースに接続される一方、トランジスタＱ２のベ
ースに直接に接続されている。トランジスタ見ｒ　＋　
Ｑ４のベースは抵抗７１，７２を介して接地されており
、またトランジスタＱ＋　、Ｑｚの各エミッタは抵抗７
３を共通に介して接地されており、更にトランジスタＱ
３　、　Ｑ４のエミッタは抵抗７４を共通に介して接地
されている。トランジスタ佑及びＱ４の各コレクタは共
通、接続されて後述のＰＮＰ）ランジスタＱ５のベース
に接続される一方、抵抗８４を介して電源電圧入力端子
に接続されている。

かかる構成の尖頭値検出回路３４は、抵抗６９゜７０．
７１及び７２によって予め設定された閾値利ノ＋＋”１
と、演算増幅器６０の出力端子０１，０２よシ取り出さ
れた正逆両相の３値打号信号とのレベル比較を行なう。

上記出力端子０１よシ取り出される３値打号信号を第１
２図（Ａ）にａで示すものトスるト、トランジスタ（Ｊ
＋　、　Ｑ４のコレクタからは同図（Ｂ）に示す如く、
３値打号信号ａが閾値＋Ｌ１よりも高レベルである期間
、及び閾値−Ｌｌよりも低レベルである期間にローレベ
ルとなる２値の負極性パルスｂが取シ出され、尖頭値検
出信号としてパルス−電圧変換回路３５に供給され、こ
こで単位時間当りのパルス数に応じたレベルの電圧に変
換される。

パルス−電圧変換回路３５は第８図に示すように、ＰＮ
Ｐトランジスタへ、インピーダンス変換用ＮＰＮトラン
ジスタＱｓ　＋抵抗７５　、７６　、７８及びコンデン
サ７７とからなυ、トランジスタＱｓのエミッタと電源
電圧入力端子との接続点が抵抗７５を介してトランジス
タＱ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ、のコレ
クタが抵抗７６を介してトランジスタＱ６のベースに接
続され、更にトランジスタＱ６のベースと抵抗７６との
接続点はコンデンサ７７及び抵抗７８ｆｃ並列に介して
接地されテイル。抵抗７６、コンデンサ７７及び抵抗７
８は時定数の犬なる平滑回路を構成している。トランジ
スタＱ６のエミッタはオープンエミッタ出力端子として
ＡＧＣ回路３２内の抵抗７９を介してトランジスタＱ７
のベースに接続されている。

上記のトランジスタＱｓのベースには尖頭時検出時にの
み論理　Ｏ”左なる的記尖頭値検出信号すが入来し、こ
の信号すが論理“１”のときはオフ。

論理ＭＯ”のときはオンとなる。トランジスタＱ５がオ
ン状態とされたときは、抵抗７６．７８に電流が流れ、
コンデンサ７７にトランジスタＱｓのコレクタ電流が平
均値充電される。このコンデンサ７７の充電電圧は、ト
ランジスタ曝のペースバイアス電圧としてトランジスタ
Ｑ６のベースに印加され、これによりトランジスタＱ６
のエミッタよ、！７を流が取り出されて抵抗７９を介し
てトランジスタＱ７のベースに供給され、トラ、ンジス
タＱ７のコレクり・エミッタ間抵抗を可変制御する。こ
れにより、Ｕ、を抗５９，８１．トランジスタＱ７のコ
レクタ・エミッタ間抵抗により決するＡＧＣ回路３２の
減衰量（利得）が可変制御される。

ＡＧＣ回路３２は第１１図に実線■で示す如き入出力特
性を有しており、入力レベル８１以上の電圧に対して出
力レベルを一足値Ｅｌｌ＋として出力する。

ここでＡＧＣ回路３２の動作点は抵抗５９及び８１１１
図においてＥａで示す方向に向かい、入出力特性が破線
Ｍ１１で示す如くになり、他方上記比の値を小にすると
動作点はＥｂで示す方向に向かい、入出力特性が一点鎖
線■で示す如くになる。また、入出力特性を二点鎖線Ｘ
で示す如く、出力レベルがＥ、／である特性に変更する
場合猷、抵抗７８の値を小にする。

このようにして、自動振幅−周波数特性制御回路３０は
、入力端子５０に入来した再生３値符号イ１号のｎ’、
％の尖堵Ｊ値が一定値になるように定振幅化すると同時
に、高域成分の増強により高域成分の低下を補償した第
１２図（Ａ）に示す如き３値打号伯号ａを第８図に示す
出力端子８２より出力し、かつ、これと逆相の３値打号
信号ａを出力端子８３よシ出力する。この３値打号信号
ａは第７図に示すディジタル信号検出回路３６及び両波
整流回路３７に夫々供給される。ディジタル信号検出回
路３６は予め設定された第１２図体）に示す閾値＋Ｌｚ
。

−Ｌ、と３値打号信号ａとのレベル比較を行なって３値
打号信号ａのレベル“＋１＃と′−１”とを夫々検出す
る。すなわち、閾値＋Ｌ２は３値打号信号ａのレベル″
０”よシもやや大なる値に設定され、かつ、閾値ＩＪ２
はレベル“０″よシもやや小なる値に設定されておシ、
ディジタル信号検出回路３６は３値打号信号ａが閾値＋
Ｌ、より大なる期間にのみ論理”０”となる第１２図（
０）に示す如き検出信号Ｃを第１の出力端子より出力す
る一方、３値打号信号ａが閾値−Ｌ２より小なる期間に
のみ論理″０”となる同図（１））に示す如き検出信号
ｄを第２の出力端子よシ出力する。

他方、両波整流回路３７は第１２図（Ａ）に示す存１記
閾値＋Ｌ１と＋Ｌ２の中間値の閾値＋Ｌ３と、−Ｌ、と
−Ｌ２との中間値の閾値−Ｌ３と入力３値符号信号ａと
をレベル比較する回路で、入力３値符号信号ａが＋Ｌ３
よυ大なる期間と−Ｌ３よシ小なる期間に第１２１斡）
に示す如き論理１１０　ｊｌと々る単極性ノ（ルス列の
両波整流信号ｅ＝ｉ出力する。この両波整流信号ｅは入
力３値符号信号ａがレベル”＋１”と−１”のときに論
理ＩＩ　ＯＩ＋と力る信号であり、タイミング成分抽出
回路３８に供給され、ここでそのタイミング成分（クロ
ック成分）が抽出される。

タイミング成分抽出回路３８は最も簡単には共振回路で
構成でき、ＬＣタンク回路でも良いし、ＩＣ回路で構成
する場合は必要なＱが得られれはジャイレータや帯域フ
ィルタ等でも構成することができる。共振回路を励振す
る信号は本実施例の如く単極パルス列ｅでもよいし、又
両波整流後のアナログ市、圧波形で励振してもよい。タ
イミング成分抽出回路３８の出力信号は、リミッタ等に
よる波形整形回路３９に供給され、ここで波形整形され
て互いに逆相のパルスに変換され、タイミングクロック
として出力される。

波形整形回路３９よシ取シ出された正相、逆相のタイミ
ングクロック波形は第１２図（Ｆ）　、　（Ｇ）にφ８
゜φＲで示す如くになり、これらのタイミングクロック
φＳ、φＲは前記検出信号ｃ、ｄと共に信号識別回路４
０に供給される。

信号識別回路４０は正相のタイミングクロックφＳと検
出信号Ｃとが供給されるゲート回路４１と、正相のタイ
ミングクロックφＳと検出信号ｄとが供給されるゲート
回路４２と、逆相のタイミングクロックφ□がリセット
端子に印加され、ゲート回路４１．４２の出力がセット
端子に印加されるＲ・−Ｓフリップフロップ４３．４４
と、Ｒ，−８フリップフロップ４３．４４の各Ｑ出力が
印加される論理回路４５とよりなる。

フリップフロップ４３のＱ出力端子からは第１２図Ｏ）
に示す如く３値打号信号ａの正の尖頭値付近で立上るよ
うにパルス幅制御されだノ（ルスｆが取り出され、他方
、フリップフロップ４４のＱ出力端子からは同図（Ｉ）
に示す如く３値打号信号ａの負の尖頭値伺近で立上るよ
うにパルス幅制御されたパルスｇが取り出される。

上記のパルスｆ及びｇは夫々論理回路４５に供給される
。この＠理回路４５を２人力ＯＲ回路とした場合は、第
１２図（Ｊ）に示す如き波形の２値打号のディジタル信
号りが出力端子４６よシ取シ出される。また論理回路４
５が２人力ＯＲ回路とその出力でトリガーされる単安定
マルチバイブレータとで構成した場合は、第１２図（６
））に示す如く、パルスｆ２ｇの立上シに位相同期して
立上る一定パルス幅Ｔｄの２値打号のディジタル信号ｉ
が再生ディジタル４１号として出力端子４６よυ取シ出
される。上記のディジタル信号り、ｉはいずれも、論理
パ１″の期間Ｖｉａ値符号信号ａのレベル”＋１”ど−
１”に対応しておシ、論理゛０”の期間は３値打号信号
ａのレベル“０＃に対応しており、原ディジタル信号の
再生信号波形であるととがわかる。

変形例 なお、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく
、その他種々の変形例も包含するものである。例えば、
自動振幅−周波数特性制御回路３０は入力再生信号の正
負いずれか一方の尖頭値を一定にするように制御したり
、平均値を一定とするように制御してもよい。また、Ａ
ＧＣ回路３２内の第８図に示すトランジスタＱ７の代シ
に電界効果トランジスタや他の可変抵抗素子を用いても
よい。

更に、演算増幅器６０の非反転入力端子へ加わる信号ラ
イン、若しくは可変抵抗素子等において直流成分が重畳
しない場合、コンデンサ８０は省略できることは勿論で
ある。

また、再生用増幅器９がリミッティングアンプで構成さ
れているようガ場合は、その出力信号が３値打号ではな
く２値の符号信号として再生していることになシ、その
場合、その２値の符号波形が例えばＮＲＺ（ノン・リタ
ーク・ツウ・ゼロ）のようなタイミング成分を有しない
ディジタル信号である場合は、等化量３１の入力段等に
微分回路と両波整流回路とを夫々縦続接続した回路を設
けて、この回路によシ周波数を２逓倍してタイミング成
分を生成してからＡＧＣ回路３２へ供給することにより
、本発明を適用することができるものである。

更にＩｔ　−Ｓフリップフロップ４３．４４の代わりに
Ｄフリップフロップなどを用いてもよいｏまた更に、再
生する記録媒体は磁気テープ、円盤状磁気シート等の磁
気記録媒体に限らず、光学的に再生する記録媒体などで
もよい。

効果 上述の如く、本発明によれば、再生３値符号信号等の振
幅低下及び高域成分の低下を夫々補償することができ、
従って磁性層の塗布むらや磁性特性がｔＪらついた磁気
記録媒体から永安定にディジタル信号を再生することが
でき（記録媒体が磁気テープのときはテープ互換性を確
保できる）、また高密度記録再生金得るために、例えは
複数のギャップを有する同定磁気ヘッドによシ、テープ
走行方向に平行な複数本のトラックに、ディジタル信号
を分散記録し、それ全再生するマルチトラック記録ｐ１
生装阪に適用した場合は、磁化反転時に生じる再生孤立
波形の符号量干渉なく波形等化を容易にかつ最適に行な
い得、各トラック毎の再生信号のバラツキを吸収し得て
トラック互換性をも確保することができる。また記録媒
体、再生ヘッド等の緒特性に応じて波形等化量を一旦調
整して原２値符号の再生ディジタル信号を得ることによ
り、その後に記録ヘッド、記録媒体のバラツキにより諸
条件が変っても、再生信号の信号誤り率を略一定にでき
、よってその後は入念な帥整ゲすることなくディジタル
信号を再生することができる。

更にＡＧＣ回路で略一定振幅値とされた３値打号化号を
ディジタル信号検出回路に供給しているので安定に信号
成分を検出することができ、また略一定振幅値とされた
３値打号信号から抽出したタイミング成分に基づいて適
切なタイミングクロックを得ているため、記録時の原２
値符号ディジタル信号全正確に復調することができ、ま
た更にディジタル回路で構成しているので共振素子や可
変抵抗器、容量の犬なるコンデンサ等を除く略全回路部
分をモノリシックＩＣ化することが容易であリ、モノリ
シックＩＣ化した場合は機器の小型化。

コストダウン＋　Ｇ＋頼性向上等全もたらすことができ
る等の数々の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の磁気記録再生装置の記録系の一例ケ示す
ブロック系統図、第２図は従来の磁気記録再生装置の再
生系の一例を示すブロック系統図、第３図は本出願人か
先に提案した信号検出装置の一例を示す回路図、第４図
（Ａ）〜（Ｈ）は夫々第３図図示装置の動作説明用タイ
ムチャート、第５図は本出願人が先に提案した等仕儀の
一例を示す回路図、＠６図は等仕儀に必要な周波数特性
を説明するための特性図、第７図は本発明装置の一実施
例を示すブロック系統図、第８図は本発明装置の要部の
一実施例を示す回路図、第９図は第８図図示回路の振幅
−周波数特性を説明する図、第１０図は第８図図示回路
の要部の位相−周波数特性を説明する図、第１１図は本
発明装置中のＡＧＣ回路の入出力特性を示す図、第１２
図（Ａ）〜■）は夫々第７図及び第８図の動作説明用タ
イムチャートである。 １・・・ディジタル信号入力端子、５・・・定電流増幅
器、７・・・磁気テープ、１０・・・クロストークキャ
ンセラ回路、１１，３１．３３・・・等仕儀、１２・・
・信号検出装置、１３・・・再生ディジタル信号出力端
子、１５ａ　、　１５ｂ・・・レベル比較用演算増幅器
、１８・・・−次位和回路、１９．２２・・・積分回路
、３０・・・自動振幅−周波数特性制御回路、３４・・
・尖頭値検出回路、３５・・・パルス−電圧変換回路、
３６・・・ディジタル信号検出回路、３７・・・両波整
流回路、３８・・・タイミング成分抽出回路、４０・・
・信号識別回路、４５・・・論理回路、４６・・・再生
ディジタル信号出力端子、５２，５６．６２．６５・・
・可変抵抗器、６４・・・スイッチ、８２．８３・・・
出力端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 記録媒体に記録された２値打号のディジタル信号を再生
   し、その再生信号？、位相特性が可変できるように構成
   された位相回路と積分時定数を可変できる積分回路とが
   縦続接続されてなる第１の等什器へ供給し、該第１の等
   什器の出力再生信号を利得制御回路を通して可変高域利
   得補償特性を有する第２の等什器へ供給し、該第２の等
   什器の出力再生信号の尖頭値又は平均値を検出して得た
   信号により該利得制御回路の利得を制御して該尖頭値又
   は平均値が略一定の再生信号を該第２の等什器よシ取り
   出し、該第２の等什器の出力再生信号よシ抽出したタイ
   ミング成分に基づいて、該第２の等什器の出力再生信号
   の閾値検出をして得た２値打号のパルス幅の制御をして
   ２値打号の再生ディジタル信号を出力するよう構成した
   ことを特徴とするディジタル信号の再生装置。