JPS5950603A - 送信信号方式 - Google Patents
送信信号方式Info
- Publication number
- JPS5950603A JPS5950603A JP16078582A JP16078582A JPS5950603A JP S5950603 A JPS5950603 A JP S5950603A JP 16078582 A JP16078582 A JP 16078582A JP 16078582 A JP16078582 A JP 16078582A JP S5950603 A JPS5950603 A JP S5950603A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- transmission
- code
- circuit
- detector
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
- H01Q3/2611—Means for null steering; Adaptive interference nulling
- H01Q3/2617—Array of identical elements
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ｉ与
本発明（ディジタル位相変調無線通信回線における送信
信号方式に関し、特に適応制御空中線アダプティブ・ア
ンテナを用いた通信方式における送信信号方式に関する
ものである。
信号方式に関し、特に適応制御空中線アダプティブ・ア
ンテナを用いた通信方式における送信信号方式に関する
ものである。
適応制御空中線方式とは、到来する電波をアレーアンテ
ナで受信し、各アレーによる受信電波の振幅と位相を適
当な基準によって制御することにより希望電波の到来方
向にアンテナビームを指向し、他の不要電波の到来方向
にアンテナビームパターンを極小にしようとする方式で
あり、その場合の制御方法として例えばウィドロウ（Ｗ
ｉ ｄｒｏｗ ）の最小２乗平均化法（ＬＭＳ法）がよ
く知られている（Ｂ、Ｗｉｄｒｏｗほか著、 Ａｄａｐ
ｔｉｖｅＡｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍｓ／／Ｐｒｏｃ
、 ＩＥＥＥ、 Ｖｏｌ、５５１ ＮＩＬ １２ｔｐ
２１４３． Ｄｅｃ、 １９６７）。 この方式は基準
信号とアレー出力の差である誤差信号の２乗平均値を最
小にするように制御回路のアルゴリズム全構成する方法
をいうものである。この方式を用いれば希望信号の到来
方向にアンテナビームを指向し、他の不要電波の到来方
向にパターンの極小値を作ることができる（前記文献参
照）。
ナで受信し、各アレーによる受信電波の振幅と位相を適
当な基準によって制御することにより希望電波の到来方
向にアンテナビームを指向し、他の不要電波の到来方向
にアンテナビームパターンを極小にしようとする方式で
あり、その場合の制御方法として例えばウィドロウ（Ｗ
ｉ ｄｒｏｗ ）の最小２乗平均化法（ＬＭＳ法）がよ
く知られている（Ｂ、Ｗｉｄｒｏｗほか著、 Ａｄａｐ
ｔｉｖｅＡｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍｓ／／Ｐｒｏｃ
、 ＩＥＥＥ、 Ｖｏｌ、５５１ ＮＩＬ １２ｔｐ
２１４３． Ｄｅｃ、 １９６７）。 この方式は基準
信号とアレー出力の差である誤差信号の２乗平均値を最
小にするように制御回路のアルゴリズム全構成する方法
をいうものである。この方式を用いれば希望信号の到来
方向にアンテナビームを指向し、他の不要電波の到来方
向にパターンの極小値を作ることができる（前記文献参
照）。
しかしながら上記の制御方法には次の問題点がある。す
なわち受信信号中のどれが希望信号であるか分らず、そ
のためどのようにして基準信号を作るか判らない場合が
あるからである。
なわち受信信号中のどれが希望信号であるか分らず、そ
のためどのようにして基準信号を作るか判らない場合が
あるからである。
すなわち２例えば自分で出した電波を受信するレーダの
ような応用においては２発射電波に特徴付けをすること
によって希望信号と非希望信号の区別が可能となり、使
用する電波の種類は一種であるため充分実行可能ではあ
るが１通信のように送られてくる情報の内容が事前に判
らないような場合への適用には問題がある。
ような応用においては２発射電波に特徴付けをすること
によって希望信号と非希望信号の区別が可能となり、使
用する電波の種類は一種であるため充分実行可能ではあ
るが１通信のように送られてくる情報の内容が事前に判
らないような場合への適用には問題がある。
したがって本発明の目的は通信のように送られてくる情
報の内容が事前に分らない場合にも適用可能な送信信号
方式を得ようとするものである。
報の内容が事前に分らない場合にも適用可能な送信信号
方式を得ようとするものである。
本発明は上記の目的を達成するためにスペクトラム拡散
信号ヲハイロット信号として伝送信号と共存させること
によって希望信号全符号により識別させ、且つこの信号
を伝送信号の同期信号の検波用キャリア信号にも又基準
信号にも使用し得るようにしたものである。
信号ヲハイロット信号として伝送信号と共存させること
によって希望信号全符号により識別させ、且つこの信号
を伝送信号の同期信号の検波用キャリア信号にも又基準
信号にも使用し得るようにしたものである。
本発明によれば、ディジタル位相変調通信回線における
送信信号方式において、送信時に位相変調するキャリア
全９０°移相したキャリアを擬似ランダム符号によって
スペクトラム拡散した受信系基準波に対する同期信号ち
伝送信号に共存させて送信し、受信時に前記同期信号を
自局識別基準信号としてアレー空中線の制御を行うこと
全特徴とする送信信号方式が得られる。
送信信号方式において、送信時に位相変調するキャリア
全９０°移相したキャリアを擬似ランダム符号によって
スペクトラム拡散した受信系基準波に対する同期信号ち
伝送信号に共存させて送信し、受信時に前記同期信号を
自局識別基準信号としてアレー空中線の制御を行うこと
全特徴とする送信信号方式が得られる。
次に図面を参照して詳細に説明する。
第１図は従来の適応制御空中線の制御部の構成の一例を
示す図である。この図は先に説明し明する。第１図にお
いて、各アンテナにおける受信信号をｙ、（ｔ）としく
但しｉ ＝ １ 、２ 、・・・Ｎ）、また基準信号￥
−Ｒ（ｔ）、アレー出力を５（ｔ）とする。制御回路１
は受信信号ｙ（Ｌ）と後述の誤差信号からＮ個の重み制
御信号を発するようになって力る。
示す図である。この図は先に説明し明する。第１図にお
いて、各アンテナにおける受信信号をｙ、（ｔ）としく
但しｉ ＝ １ 、２ 、・・・Ｎ）、また基準信号￥
−Ｒ（ｔ）、アレー出力を５（ｔ）とする。制御回路１
は受信信号ｙ（Ｌ）と後述の誤差信号からＮ個の重み制
御信号を発するようになって力る。
受信信号ｙ、（ｔ）Ｕ重み付は回路（乗算器）２におい
て前記の重み付は信号で制御されて係数Ｃの重みを付け
られ、加算器６で合成されて Ｓ （ｔ）−、王、Ｃ４ｙ１（ｔ） であられされるようなアレー出力５（ｔ）を発する。
て前記の重み付は信号で制御されて係数Ｃの重みを付け
られ、加算器６で合成されて Ｓ （ｔ）−、王、Ｃ４ｙ１（ｔ） であられされるようなアレー出力５（ｔ）を発する。
このアレー出力Ｓ （ｔ） Ｕ加算回路４において基準
信号桓ｔ）と差をとられ、生じた誤差信号ε（１）ばε
（ｔ）＝ Ｒ（ｔ）−高Ｃｉｙ、（ｔ）で与えられる。
信号桓ｔ）と差をとられ、生じた誤差信号ε（１）ばε
（ｔ）＝ Ｒ（ｔ）−高Ｃｉｙ、（ｔ）で与えられる。
この場合ＬＭＳ法というのはε（ｔ）”を最小にするよ
うに制御回路１のアルゴリズム全構成する方法をいうも
のである。従って制御回路１の構成を適当にとればＬＭ
Ｓ法を実現することができる。しかし乍ら先に述べたよ
うに、上記のような従来の回路構成では、自分で出した
電波を受信するようなレーダのような場合はよいが、一
般の通信のように送られてくる情報の内容が事前に分ら
ないときは基準信号を作ることができないので受信が不
可能となる欠点があったのである。
うに制御回路１のアルゴリズム全構成する方法をいうも
のである。従って制御回路１の構成を適当にとればＬＭ
Ｓ法を実現することができる。しかし乍ら先に述べたよ
うに、上記のような従来の回路構成では、自分で出した
電波を受信するようなレーダのような場合はよいが、一
般の通信のように送られてくる情報の内容が事前に分ら
ないときは基準信号を作ることができないので受信が不
可能となる欠点があったのである。
第２図は本発明の方式に用いられるスペクトラム拡散の
原理全示した図であって（例えばＲ，Ｃ，Ｄｉｘｏｎ著
” ５ｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ
″、 ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａｌｌ Ｉｎｃ、発行） 、
（ａ）は拡散信号りがＭ系列符号のような相関特性の
良好な雑音状の特性を持った符号であって９周波数ｆ。
原理全示した図であって（例えばＲ，Ｃ，Ｄｉｘｏｎ著
” ５ｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ
″、 ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａｌｌ Ｉｎｃ、発行） 、
（ａ）は拡散信号りがＭ系列符号のような相関特性の
良好な雑音状の特性を持った符号であって９周波数ｆ。
のキャリアを２相変調して広帯域に拡散したことを示し
、（ｂ）はその時間域自己相関特性例を示し、（Ｃ）は
スペクトラムの分布例を示している。なおｔは符号周期
。
、（ｂ）はその時間域自己相関特性例を示し、（Ｃ）は
スペクトラムの分布例を示している。なおｔは符号周期
。
ｔｏはチップタイムｆ：あられしている。
上記のような擬似雑音（ＰＮ ）符号で拡散された信号
の特徴は、第１に相関検出する時、理想的には１チツプ
（ｔｃ＞だけ隔れば無相関になること、第２に同一周期
であっても符号の生成多項式を異にする別の符号で拡散
された信号との相互相関特性ばＯに近いこと、第６に広
帯域にキャリアの電力全拡散するため、単位周波数当り
拡散信号電力密度は低くなることなどである。
の特徴は、第１に相関検出する時、理想的には１チツプ
（ｔｃ＞だけ隔れば無相関になること、第２に同一周期
であっても符号の生成多項式を異にする別の符号で拡散
された信号との相互相関特性ばＯに近いこと、第６に広
帯域にキャリアの電力全拡散するため、単位周波数当り
拡散信号電力密度は低くなることなどである。
この第３の点についてＦｌ ＣＣ）の例では、拡散帯域
幅を２７ｔｏとするとｔ〆２倍（１／２／ｌｏ倍〕に減
少する。これ等の特徴は極めて重要であり１本変調方式
の重要視される所以である。
幅を２７ｔｏとするとｔ〆２倍（１／２／ｌｏ倍〕に減
少する。これ等の特徴は極めて重要であり１本変調方式
の重要視される所以である。
本発明は上記の特徴を特長として生がし、伝送情報と周
辺隣接チャンネルへの干渉全極小にしながらアダプティ
ブ・アンテナの基準信号として伝送情報へ組合せるよう
にしたものである。
辺隣接チャンネルへの干渉全極小にしながらアダプティ
ブ・アンテナの基準信号として伝送情報へ組合せるよう
にしたものである。
次に本来伝送したい情報信号に最も影響を少くする変調
方式は直交させればよいことを送信側から説明する。
方式は直交させればよいことを送信側から説明する。
第３図は一例として２相ＰＳＫ情報系を用いた場合にお
ける本発明の方式の送信側の構成の主要部をあられした
図であり、２１はキャリアｆ。
ける本発明の方式の送信側の構成の主要部をあられした
図であり、２１はキャリアｆ。
を発する高周波源、２２はキャリアｆ。によシ１１１′
と＋ＩＯ″で構成される伝送情報Ｓ□を変調する変調器
、２３はπ／２移相器、２４はＰＮ符号発生器、２５は
変調器、２６は減衰器、２７は合成器。
と＋ＩＯ″で構成される伝送情報Ｓ□を変調する変調器
、２３はπ／２移相器、２４はＰＮ符号発生器、２５は
変調器、２６は減衰器、２７は合成器。
ＰＮはＰＮ符号をあられしている。
第４図は上述の送信側装置における変調方式 ５を示
したベクトル図で、キャリア位相は伝送情報°信号とは
全く直交しており、情報ビット信号と拡散符号とは伺等
関係していないことを示している。したがって両者間に
は少なくとも準直交の関係を保持させることが可能であ
る。
したベクトル図で、キャリア位相は伝送情報°信号とは
全く直交しており、情報ビット信号と拡散符号とは伺等
関係していないことを示している。したがって両者間に
は少なくとも準直交の関係を保持させることが可能であ
る。
次に受信側について説明する。
第５図は第３図の送信側に対する本発明の方式における
受信側の信号分離を行う部分の構成をあられした図であ
る。図においてＳＲは受信信号であって情報信号Ｓ１と
同期信号Ｓ、の和であられされ、６１は同期したＰＮ符
号で受信信号ＳＲを検波する検波器、３２は同期信号系
（同期検波用キャリア系）のバンド幅Ｂ。の帯域ろ波器
。
受信側の信号分離を行う部分の構成をあられした図であ
る。図においてＳＲは受信信号であって情報信号Ｓ１と
同期信号Ｓ、の和であられされ、６１は同期したＰＮ符
号で受信信号ＳＲを検波する検波器、３２は同期信号系
（同期検波用キャリア系）のバンド幅Ｂ。の帯域ろ波器
。
３５はπ／２移相器、３４は高周波電源ｆａによる検波
器、６５は情報信号系のバンド幅Ｂの帯域Ｐ波器、３６
は同期検波器、３７は低域Ｐ波器である。
器、６５は情報信号系のバンド幅Ｂの帯域Ｐ波器、３６
は同期検波器、３７は低域Ｐ波器である。
第６図および第７図は上記の装置の動作全説明するため
の信号波彫金あられした図である。
の信号波彫金あられした図である。
以下第５図ないし第７図を併用して説明する。
第５図の構成において、情報信号Ｓ１と同期信号ＳＰ１
含む受信信号ＳＲは上下２つの系統に分岐し、情報信号
Ｓ１と同期信号ＳＰの変調方式の差異に基く帯域幅の相
違に着目して帯域Ｆ波器３５と検波器６１による逆拡散
（相関）過程とによって分離する。即ち４両信号の帯域
幅ｉ１３，１３Ｓとし。
含む受信信号ＳＲは上下２つの系統に分岐し、情報信号
Ｓ１と同期信号ＳＰの変調方式の差異に基く帯域幅の相
違に着目して帯域Ｆ波器３５と検波器６１による逆拡散
（相関）過程とによって分離する。即ち４両信号の帯域
幅ｉ１３，１３Ｓとし。
情報伝達速度ｉＲｄとすると。
Ｂ＝２Ｒｄ
Ｂ８−２／ｌｃ
で与えられる。例えば具体例として、Ｒｄ＝１６Ｋｂｐ
ｓ、 ｔｃ＝ １ μｓとすればＢ−３２ＫＨｚ 、
Ｂ ｓ ”” ２Ｍ’Ｈｚであシ９両者の比はＢ ８／
Ｂ ＝ ６２．５になっている。
ｓ、 ｔｃ＝ １ μｓとすればＢ−３２ＫＨｚ 、
Ｂ ｓ ”” ２Ｍ’Ｈｚであシ９両者の比はＢ ８／
Ｂ ＝ ６２．５になっている。
若し両信号電力が相等しければＳｌに対してＳＰの倍力
密度比は１７６２．５になっていることになる。
密度比は１７６２．５になっていることになる。
第６図はこのような状況音あられした図である。
但し図の寸法比は前記の数値とは一致していない。
従って情報信号系の帯域沖波器３５の出力側ではＳｌに
対してＳ Ｐ７６２．５の同期信号電力が混入すること
になるが、Ｓ１ヲ伝送する回線の許容い比がどれだけで
あるかによってｔｏが定められることになる。この例で
は一１８ｄＢの雑音電力が混入したことに相当するが、
許容ウヘ値が満足されるものと仮定する。
対してＳ Ｐ７６２．５の同期信号電力が混入すること
になるが、Ｓ１ヲ伝送する回線の許容い比がどれだけで
あるかによってｔｏが定められることになる。この例で
は一１８ｄＢの雑音電力が混入したことに相当するが、
許容ウヘ値が満足されるものと仮定する。
一方同期信号ＳＰの側では既に符号同期したＰＮ符号に
よって乗算器３１で逆拡散（相関）検出されるから、同
期信号Ｓ、は位相連続なＣＷ波に変換されるが、情報信
号Ｓ１と同期信号斗との間には何等相関性がなく、逆に
ＰＮ符号で拡散され第６図における同期信号ＳＰと同じ
ように広帯域化され、その電力密度は８Ｐ／６２５にな
る。 このような状況が第７図に示されている。この場
合帯域ろ波器６２の帯域幅Ｂｃは原理上線スペクトラム
に変換されるから無限小の帯域幅でも良いが、移動通信
系に適用する時は移動に伴って生ずるドプラシフト或は
システムの周波数安定度から定まる幅はとらなければな
らない。例えば４００ ＭＨｚ帯で使用する場合、ドプ
ラシフ） ｆｄは、Ｉ！Ｖｙ移動速度１００ Ｋｒｖ／
Ｈ−＋ ２８ｎ□とし。
よって乗算器３１で逆拡散（相関）検出されるから、同
期信号Ｓ、は位相連続なＣＷ波に変換されるが、情報信
号Ｓ１と同期信号斗との間には何等相関性がなく、逆に
ＰＮ符号で拡散され第６図における同期信号ＳＰと同じ
ように広帯域化され、その電力密度は８Ｐ／６２５にな
る。 このような状況が第７図に示されている。この場
合帯域ろ波器６２の帯域幅Ｂｃは原理上線スペクトラム
に変換されるから無限小の帯域幅でも良いが、移動通信
系に適用する時は移動に伴って生ずるドプラシフト或は
システムの周波数安定度から定まる幅はとらなければな
らない。例えば４００ ＭＨｚ帯で使用する場合、ドプ
ラシフ） ｆｄは、Ｉ！Ｖｙ移動速度１００ Ｋｒｖ／
Ｈ−＋ ２８ｎ□とし。
Ｃを光速（３×１叶ｍ／ｉ＋ｅｃ ）とすると。
となる。またシステムの周波数安定度ヲ１０とすると、
その値は ４Ｘ１０Ｘ１０ ＝４００Ｈｚ 以下余白 となる。よってＢｃとして４５０Ｈｚ ｆとれば充分で
ある。従って混入する情報信号電力は、帯域ν波器６２
の出力ではＳ／２０００ＫＨｚ ・０．４５ＫＨｚ ＝
０．０００２２５８となり実用上無視できよう。斯して
第５図の０点では純度の高いキャリアが抽出されたこと
となり、更に情報信号とはπ／２だけ移相シフトして送
出されていた分を補正して、情報信号の同期検波用キャ
リアとなる。従って同期検波器６６で同期検波してビデ
オ信号に変換される。
その値は ４Ｘ１０Ｘ１０ ＝４００Ｈｚ 以下余白 となる。よってＢｃとして４５０Ｈｚ ｆとれば充分で
ある。従って混入する情報信号電力は、帯域ν波器６２
の出力ではＳ／２０００ＫＨｚ ・０．４５ＫＨｚ ＝
０．０００２２５８となり実用上無視できよう。斯して
第５図の０点では純度の高いキャリアが抽出されたこと
となり、更に情報信号とはπ／２だけ移相シフトして送
出されていた分を補正して、情報信号の同期検波用キャ
リアとなる。従って同期検波器６６で同期検波してビデ
オ信号に変換される。
上記のように受信時には情報信号と同期信号を含む受信
信号全分離すると共に、対雑音特性を改善するための同
期検波用キャリアとして拡散信号全利用できる利点があ
る。通常キャリアの抽出は面倒であるからこの点大きな
メリットを生んでいる。
信号全分離すると共に、対雑音特性を改善するための同
期検波用キャリアとして拡散信号全利用できる利点があ
る。通常キャリアの抽出は面倒であるからこの点大きな
メリットを生んでいる。
以上は同期信号レベルを情報信号レベルと同一レベルで
送出する例を挙げたが１両者の比は構成するシステムに
合せて変化させて差支えない。第３図の減衰器２６はこ
の意味で挿入したものである。
送出する例を挙げたが１両者の比は構成するシステムに
合せて変化させて差支えない。第３図の減衰器２６はこ
の意味で挿入したものである。
第８図は本発明の方式における受信装置の一実施例の構
成を示した図であって、参照数字のうち第１図および第
５図と同じ数字は両図における構成要素と同じものを使
用してＡることを示す。そして４１は整流器、４２は低
域Ｆ波器。
成を示した図であって、参照数字のうち第１図および第
５図と同じ数字は両図における構成要素と同じものを使
用してＡることを示す。そして４１は整流器、４２は低
域Ｆ波器。
４３はシフトレジスタの拡散符号発生器金倉む同期捕捉
保持回路、４４は周波数ｆ＆発振器、４５は平衡検波器
、４６は帯域Ｆ波器、４７はＲＦ増幅器をあられしてい
る。この構成の動作には第１図および第５図の装置の動
作を組合わせたものであり、また前述のＲ、Ｃ、Ｄｉｘ
ｏｎ著の文献にも同期捕捉保持回路４３の詳細な構成と
共に詳しく述べられているので、ここでは説明を省略す
る。なお整流器４１および低域涙液器４２全設けたこと
によ９０点は直流値となり、基準信号Ｒは直流の基準値
で済むという効果がある。なおこの装置は第５図を第１
図の加算器３のあとに挿入した形になってｒるが、これ
は系が線形であるが故に可能であるが、実質的には各ア
レーに挿入したと同じである。
保持回路、４４は周波数ｆ＆発振器、４５は平衡検波器
、４６は帯域Ｆ波器、４７はＲＦ増幅器をあられしてい
る。この構成の動作には第１図および第５図の装置の動
作を組合わせたものであり、また前述のＲ、Ｃ、Ｄｉｘ
ｏｎ著の文献にも同期捕捉保持回路４３の詳細な構成と
共に詳しく述べられているので、ここでは説明を省略す
る。なお整流器４１および低域涙液器４２全設けたこと
によ９０点は直流値となり、基準信号Ｒは直流の基準値
で済むという効果がある。なおこの装置は第５図を第１
図の加算器３のあとに挿入した形になってｒるが、これ
は系が線形であるが故に可能であるが、実質的には各ア
レーに挿入したと同じである。
以上の説明はＰＳＫ信号系への適用例について説明した
が、伝送系目射の変調形式がスペクトラム拡散変調を使
用している場合には特に先述のような同期信号は必要で
ないが、同期信号が共存すれば回線同期の安定化に役立
つほか、伝送路に対するサラダ−として機能させること
も可能となり、好ましいものである。
が、伝送系目射の変調形式がスペクトラム拡散変調を使
用している場合には特に先述のような同期信号は必要で
ないが、同期信号が共存すれば回線同期の安定化に役立
つほか、伝送路に対するサラダ−として機能させること
も可能となり、好ましいものである。
以上説明したように１本発明によれば送信系基準波に対
する同期信号を自局識別基準信号としてアレー空中線の
制御を行なうことができる。
する同期信号を自局識別基準信号としてアレー空中線の
制御を行なうことができる。
第１図は従来の適応制御空中線の制御部の構成を示すブ
ロック図、第２図はスペクトラム拡散の原理を示す図、
第３図は本発明の方式の送信側の構成の主要部を示す図
、第４図は第６図の装置における変調方式を示すベクト
ル図、第５図は本発明の方式における受信側の信号分離
を行う部分のブロック図、第６図および第７図は第５図
の装置の動作を説明するための図、第８図は本発明の方
式における受信部の構成を示すブロック図である。 記号の説明：１は制御回路、２は重み付は回路、３は加
算器、４は加算回路、３１は検波器。 ６２は帯域ν波器、３３はπ／２移相器、６４は検波器
、３５は帯域ろ波器、６６は同期検波器。 ３７は低域ｐ波器、４２は低域Ｆ波器、４３は拡散符号
発生器を含む同期捕捉保持回路、４４は発振器、４５は
平衡検波器、４６は帯域Ｆ波器。 ４７はＲＦ増幅回路である。
ロック図、第２図はスペクトラム拡散の原理を示す図、
第３図は本発明の方式の送信側の構成の主要部を示す図
、第４図は第６図の装置における変調方式を示すベクト
ル図、第５図は本発明の方式における受信側の信号分離
を行う部分のブロック図、第６図および第７図は第５図
の装置の動作を説明するための図、第８図は本発明の方
式における受信部の構成を示すブロック図である。 記号の説明：１は制御回路、２は重み付は回路、３は加
算器、４は加算回路、３１は検波器。 ６２は帯域ν波器、３３はπ／２移相器、６４は検波器
、３５は帯域ろ波器、６６は同期検波器。 ３７は低域ｐ波器、４２は低域Ｆ波器、４３は拡散符号
発生器を含む同期捕捉保持回路、４４は発振器、４５は
平衡検波器、４６は帯域Ｆ波器。 ４７はＲＦ増幅回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ディジタル位相変調通信回線における送信信号方式
において、送信時に２位相変調するキャリアラ９０°移
相したキャリアを擬似ランダム符号によってスペクトラ
ム拡散した受信系基準波に対する同期信号ζ伝送信号に
共存させて送信し。 受信時に前記同期信号を自局識別基準信号としてアレー
空中線の制御を行うことを特徴とする送信信号方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16078582A JPS5950603A (ja) | 1982-09-17 | 1982-09-17 | 送信信号方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16078582A JPS5950603A (ja) | 1982-09-17 | 1982-09-17 | 送信信号方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5950603A true JPS5950603A (ja) | 1984-03-23 |
Family
ID=15722391
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16078582A Pending JPS5950603A (ja) | 1982-09-17 | 1982-09-17 | 送信信号方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5950603A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0563427A (ja) * | 1991-08-30 | 1993-03-12 | A T R Koudenpa Tsushin Kenkyusho:Kk | 送信アレイアンテナのデイジタルビーム制御装置 |
| WO2000017958A1 (en) * | 1998-09-21 | 2000-03-30 | Tantivy Communications, Inc. | Adaptive antenna for use in same frequency networks |
| US6404386B1 (en) | 1998-09-21 | 2002-06-11 | Tantivy Communications, Inc. | Adaptive antenna for use in same frequency networks |
| US20020080742A1 (en) * | 1997-12-17 | 2002-06-27 | Tantivy Communications, Inc. | System and method for maintaining timing of synchronization messages over a reverse link of a CDMA wireless communication system |
| US6480523B1 (en) | 1998-03-04 | 2002-11-12 | Nec Corporation | Spectrum spreading communication system using single spreading code |
| US7009559B2 (en) | 1998-09-21 | 2006-03-07 | Ipr Licensing, Inc. | Method and apparatus for adapting antenna array using received predetermined signal |
| US7425928B2 (en) | 2001-06-12 | 2008-09-16 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for frequency selective beam forming |
| US7528789B2 (en) | 1998-09-21 | 2009-05-05 | Ipr Licensing, Inc. | Adaptive antenna for use in wireless communication systems |
| US9775115B2 (en) | 2000-12-01 | 2017-09-26 | Intel Corporation | Antenna control system and method |
| US9807714B2 (en) | 2000-02-07 | 2017-10-31 | Intel Corporation | Minimal maintenance link to support synchronization |
-
1982
- 1982-09-17 JP JP16078582A patent/JPS5950603A/ja active Pending
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|---|---|---|---|---|
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