JPS5928150B2 - 誘導電動機の多段速度制御装置 - Google Patents
誘導電動機の多段速度制御装置Info
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- JPS5928150B2 JPS5928150B2 JP55160832A JP16083280A JPS5928150B2 JP S5928150 B2 JPS5928150 B2 JP S5928150B2 JP 55160832 A JP55160832 A JP 55160832A JP 16083280 A JP16083280 A JP 16083280A JP S5928150 B2 JPS5928150 B2 JP S5928150B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は三相交流電源、三相誘導電動機間に双方向性制
御整流回路（以下単に制御整流回路という）を備えてな
る電動機制御装置に係り、特に双方向性制御整流器によ
り三相各相とこれら三相各相に逆位相の各相とを切換制
御して段階的な周波数を発生させる誘導電動機の多段速
度制御装置に関する。
御整流回路（以下単に制御整流回路という）を備えてな
る電動機制御装置に係り、特に双方向性制御整流器によ
り三相各相とこれら三相各相に逆位相の各相とを切換制
御して段階的な周波数を発生させる誘導電動機の多段速
度制御装置に関する。
誘導電動機は構造強固、保守容易および安価であり理想
的な電動機であるが、電源周波数にて運転速度が定まり
通常商用電源では可変速運転できない欠点がある。
的な電動機であるが、電源周波数にて運転速度が定まり
通常商用電源では可変速運転できない欠点がある。
これを克服する一般的な方法は次の二つに大別される。
第一の方法は可変周波インバータにより駆動周波数を可
変とするものであり、第二の方法は高抵抗のハイスリッ
プモータとして一次電圧制御によるものである。前者は
効率よく可変速運転ができ電動機出力にも制限なく適用
し得るが、可変周波インバータ部が極めて高価なもので
あつて電動機が安価であるにもかかわらず装置全体とし
て非常に高価になつていた。また後者は電源電圧を双方
向性サイリスタ素子またはサイリスタ素子からなる逆並
列接続回路などの双方向性制御整流器（以下素子と称す
る）を用いて可変電圧運転するものであつて、損失が大
きく特性も良好でない。つまり同一のトルクで低速にす
ればする程損失が大となり、停止附近では略定格出力に
等しい損失が熱となつて失われる。そのため大容量機に
は適用できない。そのほか巻線形誘導電動機の二次抵抗
制御によるものは一次電圧制御と同様に損失が大きく特
性も良好でなく、またセルビウスまたはクレーマ制御方
式によるものとしていずれも高価なものになつていた。
本発明は、上述したような点に鑑みて段階的な変換を試
みた簡単な多段周波数変換機能を有し、安価で損失が少
く特性の優れた可変速駆動システムによる誘導電動機の
多段速度制御装置を提供することにある。
第一の方法は可変周波インバータにより駆動周波数を可
変とするものであり、第二の方法は高抵抗のハイスリッ
プモータとして一次電圧制御によるものである。前者は
効率よく可変速運転ができ電動機出力にも制限なく適用
し得るが、可変周波インバータ部が極めて高価なもので
あつて電動機が安価であるにもかかわらず装置全体とし
て非常に高価になつていた。また後者は電源電圧を双方
向性サイリスタ素子またはサイリスタ素子からなる逆並
列接続回路などの双方向性制御整流器（以下素子と称す
る）を用いて可変電圧運転するものであつて、損失が大
きく特性も良好でない。つまり同一のトルクで低速にす
ればする程損失が大となり、停止附近では略定格出力に
等しい損失が熱となつて失われる。そのため大容量機に
は適用できない。そのほか巻線形誘導電動機の二次抵抗
制御によるものは一次電圧制御と同様に損失が大きく特
性も良好でなく、またセルビウスまたはクレーマ制御方
式によるものとしていずれも高価なものになつていた。
本発明は、上述したような点に鑑みて段階的な変換を試
みた簡単な多段周波数変換機能を有し、安価で損失が少
く特性の優れた可変速駆動システムによる誘導電動機の
多段速度制御装置を提供することにある。
第１図は本発明の一実施例を示すもので、１は三相電源
、２は制御整流回路、３は制御整流回路２出力を得て三
相電源１の各相に対してその逆位相出力をそれぞれ発生
する極性変換変圧器、４は三相誘導電動機（以下単に電
動機という）、５は周波数設定器、６は制御整流回路２
の素子ＴＨｕ、ＴＨＵ，，ＴＨ，ＴＨＶｌ，ＴＨＷ，Ｔ
ＨＷｌのゲート制御回路である。
、２は制御整流回路、３は制御整流回路２出力を得て三
相電源１の各相に対してその逆位相出力をそれぞれ発生
する極性変換変圧器、４は三相誘導電動機（以下単に電
動機という）、５は周波数設定器、６は制御整流回路２
の素子ＴＨｕ、ＴＨＵ，，ＴＨ，ＴＨＶｌ，ＴＨＷ，Ｔ
ＨＷｌのゲート制御回路である。
すなわち本実施例の回路構成は三相電源１のＵ，，Ｗの
各相にそれぞれ２組計６組の素子を接続し、その一方の
素子ＴＨｕ，ＴＨｖ，ＴＨＷのみが動作中の期間は三相
電源１がこれらの素子を介して電動機４の端子Ｍｕ，Ｍ
Ｖ，ＭＷに供給され、他方の素子ＴＨｕｌ，ＴＨｖｌ，
ＴＨｗｌのみが動作中の期間は三相電源１がこれらの素
子を介して極性変換変圧器３の端子Ｔｕｌ，Ｔ，，ＴＷ
ｌに与えられ、前記Ｕ，Ｖ，Ｗの各相と逆位相のＵｌ，
Ｖ，，Ｗ，が発生されてそれぞれ電動機４の端子ＭＵ，
ＭＶ，ＭＷに供給されるようにしてなる。かかる実施例
のものは、制御整流回路２の素子部分の切換制御により
、電源周波数Ｆ。付近からその１／２に到る周波数とそ
の２倍に到る周波数を段階的に得て電動機４に電力発生
し、電動機４を可変速駆動し得るものである。以下本実
施例につき第２図〜第６図を参照して説明する。第２図
および第３図は電源周波数の４／５の周波数を得る場合
の一例を示すものであり、その第２図は電動機４の端子
Ｍｕに印加される電圧波形を示している。
各相にそれぞれ２組計６組の素子を接続し、その一方の
素子ＴＨｕ，ＴＨｖ，ＴＨＷのみが動作中の期間は三相
電源１がこれらの素子を介して電動機４の端子Ｍｕ，Ｍ
Ｖ，ＭＷに供給され、他方の素子ＴＨｕｌ，ＴＨｖｌ，
ＴＨｗｌのみが動作中の期間は三相電源１がこれらの素
子を介して極性変換変圧器３の端子Ｔｕｌ，Ｔ，，ＴＷ
ｌに与えられ、前記Ｕ，Ｖ，Ｗの各相と逆位相のＵｌ，
Ｖ，，Ｗ，が発生されてそれぞれ電動機４の端子ＭＵ，
ＭＶ，ＭＷに供給されるようにしてなる。かかる実施例
のものは、制御整流回路２の素子部分の切換制御により
、電源周波数Ｆ。付近からその１／２に到る周波数とそ
の２倍に到る周波数を段階的に得て電動機４に電力発生
し、電動機４を可変速駆動し得るものである。以下本実
施例につき第２図〜第６図を参照して説明する。第２図
および第３図は電源周波数の４／５の周波数を得る場合
の一例を示すものであり、その第２図は電動機４の端子
Ｍｕに印加される電圧波形を示している。
ここで三相電源１の相電圧をＥｕ，ｅ，ｅｗとし、ｅは
Ｅｕより電気角（２／３）π遅れ位相、ＥｗはＥｕより
電気角（４／３）π遅れ位相をとり、その角速度をω。
とする。すなわち第２図ａは相電圧Ｅｕを示し、第２図
ｂは素子ＴＨｕが動作して電源Ｕ相が端子ＭＵに供給さ
れる期間と、素子ＴＨＵｌが動作して極性変換変圧器３
による電源Ｕ相の逆位相であるＵ１相が供給される期間
とを示す。
Ｅｕより電気角（２／３）π遅れ位相、ＥｗはＥｕより
電気角（４／３）π遅れ位相をとり、その角速度をω。
とする。すなわち第２図ａは相電圧Ｅｕを示し、第２図
ｂは素子ＴＨｕが動作して電源Ｕ相が端子ＭＵに供給さ
れる期間と、素子ＴＨＵｌが動作して極性変換変圧器３
による電源Ｕ相の逆位相であるＵ１相が供給される期間
とを示す。
なおここでは電動機４に供給される相と時間長とをとも
に示して以下の図面でも同様に表示する。このように電
動機４の端子ＭｕににはＵ相電圧かその逆相のＵ，相電
圧かいずれかが素子ＴＨｕ，ＴＨｕ，の切換によつて与
えられ、第２図に示す如く電源の５／２サイクルごとに
素子ＴＨｕと素子ＴＨｕ，が切換えられて端子Ｍｕに印
加される相電圧ＥＭＵはそのｃに示されるものとなる。
いま制御整流回路２の制御周波数をＦ，、その角速度を
ω，とすると、（１）式の関係にある。なお第２図ｃに
示されるＥＭＵの波形においては、制御周波数Ｆ，の１
サイクル中にＥｕが５サイクル、ＥＭＵが４サイクルで
あることは同一極性の電源半波が２回引続き現われると
ころを破線で示す如く半サイクルに見ると理解できよう
。
に示して以下の図面でも同様に表示する。このように電
動機４の端子ＭｕににはＵ相電圧かその逆相のＵ，相電
圧かいずれかが素子ＴＨｕ，ＴＨｕ，の切換によつて与
えられ、第２図に示す如く電源の５／２サイクルごとに
素子ＴＨｕと素子ＴＨｕ，が切換えられて端子Ｍｕに印
加される相電圧ＥＭＵはそのｃに示されるものとなる。
いま制御整流回路２の制御周波数をＦ，、その角速度を
ω，とすると、（１）式の関係にある。なお第２図ｃに
示されるＥＭＵの波形においては、制御周波数Ｆ，の１
サイクル中にＥｕが５サイクル、ＥＭＵが４サイクルで
あることは同一極性の電源半波が２回引続き現われると
ころを破線で示す如く半サイクルに見ると理解できよう
。
また電動機４に与えられる出力周波数をＦＭ、その角速
度をωＭとすると、（２）式の関係にある。このように
して素子ＴＨｕ，ＴＨｕｌの切換によりＭｕ端子に与え
られるＥＭｕｌこれと同一の原理により素子ＴＨ，ＴＨ
ｌの切換によりＭ端子に与えられるＥＭｖｌまた素子Ｔ
Ｈｗ，ＴＨｗ，の切換によりＭｗ端子に与えられるＥＭ
Ｗの電圧波形をそれぞれ示すと、第３図Ａ，ｂ，ｃに表
わされるものとなる。かくの如くＥＭＶの発生に関与す
る素子ＴＨＶ？ＴＨ，の動作をＥＭＵの発生に関与する
素子ＴＨｕ，ＴＨｕ，の動作より制御整流回路２の制御
周期より見た電気角で（２／３）π、時間で（π／０）
ｏ）・（５×２／３）だけ位相を早め、ＥＭＷの発生に
関与する素子ＴＨｗ，ＴＨｗ，の動作を逆に電気角で（
２／３）π、時間で（π／０）。）・（５×２／３）だ
け位相を遅らせるようにする。したがつて電源周波数Ｆ
。の４／５の周波数ＦＭを有して電源と反対の相回転を
もつ電圧を電動機４に印加することができる。さらに電
源周波数以下の出力周波数を得る場合につき、制御周波
数Ｆ，が（１／２）ＦＯ以下の任意について電動機４に
与えられる周波数ＦＭを計算してみる。
度をωＭとすると、（２）式の関係にある。このように
して素子ＴＨｕ，ＴＨｕｌの切換によりＭｕ端子に与え
られるＥＭｕｌこれと同一の原理により素子ＴＨ，ＴＨ
ｌの切換によりＭ端子に与えられるＥＭｖｌまた素子Ｔ
Ｈｗ，ＴＨｗ，の切換によりＭｗ端子に与えられるＥＭ
Ｗの電圧波形をそれぞれ示すと、第３図Ａ，ｂ，ｃに表
わされるものとなる。かくの如くＥＭＶの発生に関与す
る素子ＴＨＶ？ＴＨ，の動作をＥＭＵの発生に関与する
素子ＴＨｕ，ＴＨｕ，の動作より制御整流回路２の制御
周期より見た電気角で（２／３）π、時間で（π／０）
ｏ）・（５×２／３）だけ位相を早め、ＥＭＷの発生に
関与する素子ＴＨｗ，ＴＨｗ，の動作を逆に電気角で（
２／３）π、時間で（π／０）。）・（５×２／３）だ
け位相を遅らせるようにする。したがつて電源周波数Ｆ
。の４／５の周波数ＦＭを有して電源と反対の相回転を
もつ電圧を電動機４に印加することができる。さらに電
源周波数以下の出力周波数を得る場合につき、制御周波
数Ｆ，が（１／２）ＦＯ以下の任意について電動機４に
与えられる周波数ＦＭを計算してみる。
いま相電圧Ｅｕ，ｅ，ｅｗの相電圧最大値をＥ。とおけ
ばそれぞれ（３）式で示される。また制御整流回路２の
動作はＵ相を例にとつて考えるに第２図ｂに示す矩形波
を乗算することに相当するが、近似的には第２図ｂに鎖
線で示す矩形波に対する基本波電圧ＥＴＵをＥｕに乗算
することに等しい。なおＥｕ，ｅ，ｅｗの相回転に対し
てＥＴＵ，ｅＴ，ｅＴＷの相回転を反対にすることは前
述した通りであり、これらはゲート制御回路６により行
われる。これより電動機４に供給されるＥＭＵ，ｅＭＶ
，ｅＭＷはそれぞれ（３）式につぎに示す（４）式を乗
算することに等価となり、（５）式のようになる。この
ようにして相電圧ＥＭＵラＥＭＶラＥＭＷは、電源と相
回転反対で角速度ω。
ばそれぞれ（３）式で示される。また制御整流回路２の
動作はＵ相を例にとつて考えるに第２図ｂに示す矩形波
を乗算することに相当するが、近似的には第２図ｂに鎖
線で示す矩形波に対する基本波電圧ＥＴＵをＥｕに乗算
することに等しい。なおＥｕ，ｅ，ｅｗの相回転に対し
てＥＴＵ，ｅＴ，ｅＴＷの相回転を反対にすることは前
述した通りであり、これらはゲート制御回路６により行
われる。これより電動機４に供給されるＥＭＵ，ｅＭＶ
，ｅＭＷはそれぞれ（３）式につぎに示す（４）式を乗
算することに等価となり、（５）式のようになる。この
ようにして相電圧ＥＭＵラＥＭＶラＥＭＷは、電源と相
回転反対で角速度ω。
と角速度ω，との差（ωｏ−ω，）の成分と、各相同位
相の角速度の和（ωｏ＋ω１）の成分とが含まれている
ことがわかる。このうち角速度の和（ωｏ＋ω１）の成
分は第１図に示す回路構成において電動機４に流れる電
流には全く関係しない。したがつて電動機に供給される
周波数ＦＭはつぎの（６）式で与えられる。これらは制
御整流回路２の動作を（４）式により近似的に表わした
結果であり、詳細には例えば第２図ｃに示される如くの
波形を分析することが必要である。しかして周波数ＦＭ
を除き電動機トルク発生に関与する周波数成分は実用上
さしつかえない程度に僅少であり、しかも近似的には電
動機４に供給される電圧が（５）式で与えられることが
分析結果から得られた。つぎに第４図は（１／２）ＦＯ
の周波数の場合を示している。
相の角速度の和（ωｏ＋ω１）の成分とが含まれている
ことがわかる。このうち角速度の和（ωｏ＋ω１）の成
分は第１図に示す回路構成において電動機４に流れる電
流には全く関係しない。したがつて電動機に供給される
周波数ＦＭはつぎの（６）式で与えられる。これらは制
御整流回路２の動作を（４）式により近似的に表わした
結果であり、詳細には例えば第２図ｃに示される如くの
波形を分析することが必要である。しかして周波数ＦＭ
を除き電動機トルク発生に関与する周波数成分は実用上
さしつかえない程度に僅少であり、しかも近似的には電
動機４に供給される電圧が（５）式で与えられることが
分析結果から得られた。つぎに第４図は（１／２）ＦＯ
の周波数の場合を示している。
このように電源周波数以下の出力周波数ＦＭを得ようと
する場合、制御整流回路２の制御周波数ｆ１は電源周波
数Ｆ。の１／２以下の任意に設定でき、前述の例の如く
その制御周波数ｆ１を電源周波数ＦＯの整数分の１に設
定し、各相電圧の零点近くで切換えることは特別な転流
回路を設けることなく可能である。しかしてこの整数分
の１にとられれず、制御周波数ｆ１を（整数十０．５）
分の１例えば１／３．５にすることにしても転流回路装
置を付加することなく可能であり、その一例を第５図に
示す。すなわち第５図においては、出力周波数ＦＭは（
７）式で与えられる。
する場合、制御整流回路２の制御周波数ｆ１は電源周波
数Ｆ。の１／２以下の任意に設定でき、前述の例の如く
その制御周波数ｆ１を電源周波数ＦＯの整数分の１に設
定し、各相電圧の零点近くで切換えることは特別な転流
回路を設けることなく可能である。しかしてこの整数分
の１にとられれず、制御周波数ｆ１を（整数十０．５）
分の１例えば１／３．５にすることにしても転流回路装
置を付加することなく可能であり、その一例を第５図に
示す。すなわち第５図においては、出力周波数ＦＭは（
７）式で与えられる。
この場合素子ＴＨｕは第５図ａに示すように電源の１．
５サイクル通電後ゲートオフになるが、電流が零点を通
過するＡ点まで動作し続けてオフとなる。
５サイクル通電後ゲートオフになるが、電流が零点を通
過するＡ点まで動作し続けてオフとなる。
またこのＡ点よりつぎに電圧零を通るＢ点までは素子Ｔ
Ｈｕ，ＴＨｕ］がともにオフ状態でＵ相、Ｕ，相のいず
れも入力端子Ｍｕに接続されず、そのＢ点から素子ＴＨ
ｕ，が点弧して電源の１．５サイクル経過後Ｃ点で素子
ＴＨｕに切換えられる。ここでα／ωｏはゲートオフ後
Ｕ相の電流が零になる期間である。このようにして制御
整流回路２の制御１サイクル中に電源３．５サイクル、
出力周波数２．５サイクルであり、したがつて（７）式
に示すように電源周波数Ｆ。の５／７となる。なお制御
整流回路２を電源の半サイクルごとに位相制御すること
により電圧制御を行うことは公知であつて、周波数ＦＭ
に適した電圧を供給することができる。また制御整流回
路２の切換動作において、電圧ＥＴＵ，ｅＴＶ，ｅＴＷ
間の位相差はその電気角で（２／３）πにとることが原
則であるが、特別な転流回路装置を設けない場合転流条
件によつてこれがとれないとき（２／３）πに近い値を
とつて素子を切換制御すればよい。さらにまた電源周波
数以上その２倍に到る出力周波数を得る場合をつぎに説
明する。
Ｈｕ，ＴＨｕ］がともにオフ状態でＵ相、Ｕ，相のいず
れも入力端子Ｍｕに接続されず、そのＢ点から素子ＴＨ
ｕ，が点弧して電源の１．５サイクル経過後Ｃ点で素子
ＴＨｕに切換えられる。ここでα／ωｏはゲートオフ後
Ｕ相の電流が零になる期間である。このようにして制御
整流回路２の制御１サイクル中に電源３．５サイクル、
出力周波数２．５サイクルであり、したがつて（７）式
に示すように電源周波数Ｆ。の５／７となる。なお制御
整流回路２を電源の半サイクルごとに位相制御すること
により電圧制御を行うことは公知であつて、周波数ＦＭ
に適した電圧を供給することができる。また制御整流回
路２の切換動作において、電圧ＥＴＵ，ｅＴＶ，ｅＴＷ
間の位相差はその電気角で（２／３）πにとることが原
則であるが、特別な転流回路装置を設けない場合転流条
件によつてこれがとれないとき（２／３）πに近い値を
とつて素子を切換制御すればよい。さらにまた電源周波
数以上その２倍に到る出力周波数を得る場合をつぎに説
明する。
通常電源周波数Ｆ。に対して制御整流回路２の制御周波
数Ｆ，をＦＯ以下の任意に選びＦ，の相回転をＦ。と同
一方向にとつた場合、前述した如くの素子動作を表わす
電圧ＥＴＵ，ｅＴＶ，ｅＴＷは（４）式と相回転が反−
対であり、電源の相回転に同一とすることから（８）式
となつて電動機４に与えられるＥＭＵ，ｅＭＶ，ｅＭＷ
は（９）式となる。このようにして相電圧ＥＭＵ，ｅＭ
Ｖ，ｅＭＷは、電源と相回転反対で角速度の和（ωｏ＋
ω，）の成分と各相同位相の角速度の差（ωｏ＋ω１）
の成分があり、このうち角速度の差（ωｏ−ω，）の成
分は第１図に示す回路構成にて電動機４に流れる電流に
は全く関係しない。
数Ｆ，をＦＯ以下の任意に選びＦ，の相回転をＦ。と同
一方向にとつた場合、前述した如くの素子動作を表わす
電圧ＥＴＵ，ｅＴＶ，ｅＴＷは（４）式と相回転が反−
対であり、電源の相回転に同一とすることから（８）式
となつて電動機４に与えられるＥＭＵ，ｅＭＶ，ｅＭＷ
は（９）式となる。このようにして相電圧ＥＭＵ，ｅＭ
Ｖ，ｅＭＷは、電源と相回転反対で角速度の和（ωｏ＋
ω，）の成分と各相同位相の角速度の差（ωｏ＋ω１）
の成分があり、このうち角速度の差（ωｏ−ω，）の成
分は第１図に示す回路構成にて電動機４に流れる電流に
は全く関係しない。
したがつて電動機に供給される周波数ＦＭはつぎのα゜
式で与えられる。第６図は（５／４）ＦＯの周波数の場
合を示すものであり、Ｆ，＝ＦＯ／４，ｆＭ＝（工＋１
／４）ＦＯのＥＭＵ，ｅＭＶ，ｅＭＷを示している。こ
の例にとられれず制御周波数Ｆ，を電源周波数Ｆ。の１
以上の整数分の１あるいは（１以上の整数＋０．５）分
のｌにとれば、各相電圧の零点で切換制御することにな
り特別な転流回路を必要とせずに作用できることは明白
である。また制御整流回路２により電源半サイクルごと
に電圧制御して周波数ＦＭに適した電圧を供給でき、さ
らにＥＴＵ，ｅＴＶ，ｅＴＷ間の位相差を電気角で（２
／３）πにとり切換制御すればよいことは前述した通り
である。以上詳述した如く本発明によれば、電源周波数
の１／２から２倍までの多段周波数機能を有して簡単な
構成により効率よく電動機を駆動し得る装置を提供でき
る。
式で与えられる。第６図は（５／４）ＦＯの周波数の場
合を示すものであり、Ｆ，＝ＦＯ／４，ｆＭ＝（工＋１
／４）ＦＯのＥＭＵ，ｅＭＶ，ｅＭＷを示している。こ
の例にとられれず制御周波数Ｆ，を電源周波数Ｆ。の１
以上の整数分の１あるいは（１以上の整数＋０．５）分
のｌにとれば、各相電圧の零点で切換制御することにな
り特別な転流回路を必要とせずに作用できることは明白
である。また制御整流回路２により電源半サイクルごと
に電圧制御して周波数ＦＭに適した電圧を供給でき、さ
らにＥＴＵ，ｅＴＶ，ｅＴＷ間の位相差を電気角で（２
／３）πにとり切換制御すればよいことは前述した通り
である。以上詳述した如く本発明によれば、電源周波数
の１／２から２倍までの多段周波数機能を有して簡単な
構成により効率よく電動機を駆動し得る装置を提供でき
る。
第１図は本発明による一実施例を示す回路図、第２図、
第３図は電源周波数の４／５の周波数を得る場合の電圧
波形図、第４図は、第５図、第６図はそれぞれ電源周波
数の１／２，５／７，５／４の周波数を得る場合の電圧
波形図である。 １ ・・・・・・三相電源、２・・・・・・双方向性制
御整流回路（制御整流回路）、３・・・・・・極性変換
変圧器、４・・・・・・三相誘導電動機（電動機）、６
・・・・・・ゲート制御回路。
第３図は電源周波数の４／５の周波数を得る場合の電圧
波形図、第４図は、第５図、第６図はそれぞれ電源周波
数の１／２，５／７，５／４の周波数を得る場合の電圧
波形図である。 １ ・・・・・・三相電源、２・・・・・・双方向性制
御整流回路（制御整流回路）、３・・・・・・極性変換
変圧器、４・・・・・・三相誘導電動機（電動機）、６
・・・・・・ゲート制御回路。
Claims (1)
- １ 三相交流電源と三相誘導電動機との間に双方向性制
御整流器を介在させ該三相誘導電動機を駆動する電動機
制御装置において、前記三相交流電源各相にそれぞれ２
組づつ接続される双方向性制御整流器、該双方向性制御
整流器の１組づつを経て前記三相交流電源に逆位相の出
力を発生する極性変換変圧器を具備し、三相交流電源各
相とそれらの逆位相の電圧を前記双方向性制御整流器に
より電源周期以上で切換えるとともに、前記三相交流電
源の１／２から２倍までの段階的な周波数を得るように
したことを特徴とする誘導電動機の多段送度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55160832A JPS5928150B2 (ja) | 1980-11-17 | 1980-11-17 | 誘導電動機の多段速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55160832A JPS5928150B2 (ja) | 1980-11-17 | 1980-11-17 | 誘導電動機の多段速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5785596A JPS5785596A (en) | 1982-05-28 |
| JPS5928150B2 true JPS5928150B2 (ja) | 1984-07-11 |
Family
ID=15723369
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55160832A Expired JPS5928150B2 (ja) | 1980-11-17 | 1980-11-17 | 誘導電動機の多段速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5928150B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6141028U (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-15 | 新キャタピラー三菱株式会社 | 建設機械車両の燃料タンク取付け装置 |
-
1980
- 1980-11-17 JP JP55160832A patent/JPS5928150B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5785596A (en) | 1982-05-28 |
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